De bouw van een boostconverter

fred101

Golden Member

In show your projects liet ik een boostconvertertje zien gemaakt met een LM 339 quad comparator. Aangezien smps voedingen steeds gangbaar worden leek het me mooi hier eens over te brainstormen.
http://www.pa4tim.nl/?p=4364 : hele verslag
http://www.pa4tim.nl/wp-content/uploads/2013/06/boostconverterMK2.png
Het schema (wat te groot om te plaatsen.

Ik heb het gebouwde ding vandaag aan de tand gevoeld en er is nog de nodige ruimte voor verbetering. Niet dat dat voor mijn toepassing nodig is maar hij ligt nu toch nog aan de beademing en mijn manier van bouwen laat de nodige modificaties makkelijk toe.

Er zijn vast mensen die bv de 555 versie hebben gebouwd en daar eens aan kunnen meten. Zo kunnen we wat vergelijken.

Een boost converter is feitelijk vrij eenvoudig qua basis principe. We hebben een spoel die we tussen voeding en massa leggen. Er gaat een flinke stroom door lopen en dan nemen we de spoel los van massa. dat werkt natuurlijk een beetje lastig, 15000 x per seconde die spoel los nemen vergt veel training ;-) gelukkig hebben we transistors en mosfets daarvoor.

dat moet echte snel gebeuren. De schakelaar moet helemaal open en hele maal dicht. Dat zijn de twee punten waarop dissipatie minimaal is. Dat schakelen moet dus zo snel mogelijk. Dan bedoel ik de rise en fall time van de gate of basis. Als dat traag verloopt is de dissipatie groter.

http://www.pa4tim.nl/wp-content/uploads/2013/06/smps2_gate.png

De opgeslagen energie moet ergens heen. Daarvoor bieden we een diode aan. De output is een blokgolf van bijna nul volt tot een hele hoge spanning.

http://www.pa4tim.nl/wp-content/uploads/2013/06/smps2_drain.png

Hier is hij de juiste spanning door een controlle lus. Maar zonder die voorziening kan dat zomaar honderden Volts zijn. Ligt aan je belasting, spoel en de tijd dat de schakelaar gesloten blijft. Loopt er te veel dan gaat de spoel in verzadiging. Zoals je hier onder ziet.

http://www.pa4tim.nl/wp-content/uploads/2010/12/Lverzadigd1.jpg

Er gaat stroom vloeien, de zelfinductie werkt dat tegen. Deze zelfinductie wordt bepaald door het aantal wikkelingen, de maten en vooral de kern. Deze kern heeft echter het nadeel dat hij bij te veel stroom zegt, bekijk het maar en in verzadiging gaat. Daardoor neemt de zelfinductie af en als geviol kan er meer stroom lopen en krijg je een soort zelfvernietigings ritueel waarbij het ding het letterlijk uitgilt van de pijn >:-) ( echt gaaf op zo'n verzadigingstester kun je zo hele melodietjes spelen)

Hoe vaker je dat kunstje doet, des te meer vermogen je voeding kan leveren. Zie het als emmers water, ipv ieder uur met 10 man een enorm vat water over de rand te kiepen, kun je ook in je eentje een uur lang kleine emmertjes leeg gieten.

Hoe meer stroom je nu uit die spoel en diode trekt hoe lager de spanning wordt. We moeten dus iets bedenken om de spanning op een vaste waarde te houden. Dat gebeurd via de feedback. In mijn geval, een spanningsdeler. Deze spanning gaat naar " iets" wat actie onderneemt als de spanning te hoog wordt of te laag omdat de belasting bv toeneemt. Hij maakt een soort error signaal.

Dat " iets" heeft een paar mogelijkheden. Het kan de frequentie varieren bij een vaste 50% dutycycle.

Het kan een korte puls op de gate zetten en de frequentie varieren bij gelijk blijvende dutycycle

Het kan de frequentie varieren en de duty cycle

Of frequentie en dutycycle aanpassen. Dat is wat ik doe.

http://www.pa4tim.nl/wp-content/uploads/2013/06/smps3_10mA.png

Hier bij lichte belasting.

http://www.pa4tim.nl/wp-content/uploads/2013/06/smps4_error_14A.png

En hier bij volle belasting.

Verbeteringen die denk ik mogelijk zijn:
- een schottky diode over de MOSFET om de negatieve piek ook gelijk te richten
- verbeteren van de gate drive. Sneller.
- Een grotere uitgangs elco en echt filter ipv even wat willekeurigs.
- een Vref als instelpunt ipv de spanningsdelers naar de voedingsrail.

http://www.pa4tim.nl/wp-content/uploads/2013/06/smps4_output_14A.png

Bij 1,4A doet hij zijn best met 22V maar met 220uF is dit te veel gevraagd.

Dynamische test:
http://www.pa4tim.nl/wp-content/uploads/2013/06/smps5_loadtest.png

Er is gesuggereerd dat er een opamp te veel zit. Dat klopt waarschijnlijk wel maar dit was een quad pack dus who cares ;-)
Maar met twee lukt niet. De oscillator wil je niet met zijn uitgang direct aan de gate.

Belangrijke onderdelen:
- schakelelement, een MOSFET met een zo laag mogelijke Rds-on en snel genoeg.
- De gate drive, de boel mag niet op eigen gelegenheid gaan oscilleren. Als dat gebeurd heb je een echt probleem want je regeling doet niks meer en je spanning vliegt omhoog.
- de diode, deze moet snel schakelen. Dus een korte turn on, turn of en recovery time. Anders gaat er te veel vermogen in je diode verloren. De Schottky is hier gangbaar.
- De spoel, de meeste boost converter projecten mislukken door de spoel. De waarde is niet de bottleneck. Ik heb hier 10 uH tot meer dan 1 mH gebruikt. Maar hij mag niet verzadigen bij de piekstromen en bij de frequentie.

Gevaar: geen stroom begrenzing.
Als er iets fout gaat, bv de oscillator slaat af mag, je sturing niet zo zijn dat de FET open blijft staan. Die wordt in heel korte tijd geroosterd. Maar als de FET dicht blijft dan gebeurd er iets anders. De ingang is dan alleen door een spoel en diode gescheiden van de uitgang. Die spanning is veel lager dus dat is geen ramp, maar meestal kan de source bij die lage spanning veel meer stroom leveren (denk bv aan een 100Ah accu als bron !!

Commerciële ICs hebben vaak currentsensing, starten altijd op, kunnen onder een bepaalde stroom in sleep mode etc. Zo' n IC is veel makkelijker. Een spoel, een FET en wat weerstanden en voor lage vermogens zit er soms zelfs al een FET in.

Eigenlijk zijn schakelende voedingen heel simpel. De buck converter werkt op het zelfde principe. Alleen orden je de componenten anders.

Zo, ik ben benieuwd naar voorgestelde verbeteringen, leerzame toevoegingen of experimenten van anderen

http://www.pa4tim.nl/wp-content/uploads/2013/06/boostconverter1.jpg
Het slachtoffer.

Geen regeling:
http://www.pa4tim.nl/wp-content/uploads/2013/06/sim1.png

Hele primitieve regeling:
http://www.pa4tim.nl/wp-content/uploads/2013/06/sim2.png

Aanrader: literatuur en appnotes van Jim Williams over switchers.

www.pa4tim.nl, www.schneiderelectronicsrepair.nl, Reparatie van meet- en calibratie apparatuur, ook maritieme en industriele PCBs
Lucky Luke

Golden Member

Yeah! Het switchertopic is er!

Het is gewoon leuk om te zien hoe zo'n switcher werkt, zeker bij een primitief ding. Sure, regeltechniek en wiskunde is ook interessant, maar een 4-comparator switcher die intuïtief te begrijpen is, is beter!

Dit is dan een boost, maar je zou ook een buck kunnen maken. Dan staan de spoel en de fet in serie met de load, met een diode zodanig dat er stroom door de spoel kan blijven lopen als de FET net is uitgeschakeld.

De engelse wikipedia geeft goede uitleg, als ik zo snel even spiek.

Het lijkt me wel grappig een beetje te spelen met simpele, primitieve switchers. En dan ook zelf circuitjes te bedenken en uit te proberen. Een switchmode constant current led driver b.v. (afaik gewoon een buck of boost, maar dan regelend op uitgangsstroom ipv spanning). Het duurt nog even tot de grote vakantie echter...

In m'n VFD dirver zit een "roman black" switcher: http://www.romanblack.com/smps/conv.htm

Zonder zener op de uitgang gaat diens uitgangsspanning ook nagenoeg onbeperkt omhoog, dus 30V voor een VFD is geen probleem, zeker niet omdat er nauwelijks stroom gevraagd wordt. (Ik heb er een 30V "zener" op zitten uit een transistor en een spanningsdeler).

555-versie zit in m'n nixieklok, wat wil je gemeten hebben?

Je schema mist nog steeds een pullup voor de fet, btw :)
Als je de gate hard wilt sturen zou je er een transistor push-pull trapje voor kunnen zetten, en dan geen serieweerstand naar de gate v.d. fet.

Eluke.nl | De mens onderscheid zich van (andere) dieren door o.a. complexe gereedschappen en bouwwerken te maken. Mens zijn is nerd zijn. Blijf Maken. (Of wordt, bijvoorbeeld, cultuurhistoricus)
fred101

Golden Member

Bedankt, heb het gelijk aangepast, had de verkeerde gelinkt.

Die romantische is ook leuk maar ik vind die zener wat lomp. Ik zie liever een terugkoppeling. In die onderste simulatie (die los staat van mijn comparator schema) heb ik een pnp tor aan de oscillator gehangen en in de simulatie werkte dat inderdaad. Maar ik heb niet gekeken naar stroom / spanning / Vbe etc. Ging even om het idee.

Vandaag was te warm maar ik wil nog even wat dingetjes uit proberen ter verbetering. In ieder geval een 30V zener just in case.

Ik had mede voor een comparator gekozen van wegen de OC uitgang. De comparator kan natuurlijk niet onbeperkt sinken maar hij hoeft alleen de gate naar gnd te trekken. Als de inwendige tor spert wordt de gate spanning hoog en levert de weerstand de stroom direct vanuit de voeding. Dat is nu 12 mA. Maar volgens de datasheet is de input current 16 mA dus ik kan niet veel lager. Maar dit is geen logic FET. Ik ga eens kijken bij welke spanning hij begint en dan maak ik twee weerstanden. bv eerst een 560 en dan een 220Ohm en dan de gate er tussen in. De tor krijgt dan 15mA, de FET iets meer dan 20 mA. Maar een wat dikkere tor achter de comparator kan ook.

Ik ben bang dat het zonder weerstand niet zo goed gaat. Als die FET gaat oscilleren heb je de poppen aan het dansen want dan doet je feedback niks meer. Dan heb ik meer gatedrive.
Verder wil ik kijken wat de oscillator en regeling met een kleiner Ctje doet, dus de frequentie nog wat omhoog brengen.

Bij die 555 ben ik geïnteresseerd in wat de oscillator / gate onder wisselende belasting doet. Varieert hij frequentie, dutycycle, beide ? Zit er feedback ? Eventueel rendement en rimpel.

www.pa4tim.nl, www.schneiderelectronicsrepair.nl, Reparatie van meet- en calibratie apparatuur, ook maritieme en industriele PCBs

Ik snap nog steeds die OC van je comparator niet goed. Enerzijds "verzuip" je nu 12mA als de FET uit moet, anderzijds, heb je een 1K pullup die de FET moet /aan/ sturen. De schakeltijd is dan lang, dus je hebt weer meer schakelverliezen.

Een "echte" fet-driver stuurt 1A of nogmeer de gate in om hem snel te doen schakelen. Bij jou is het "max 12mA" dat scheelt nogal! Nu zal je nergens een opamp vinden die 1A kan leveren, maar meer dan 12mA moet kunnen. En opamps hebben een slewrate. Kennelijk is de spannings verandering gelimiteerd: De uitgang gedraagt zich als een stroombron. Als bij jou de gate op 6V is aangekomen, heb jij nog maar 6mA gate-stroom!

Oh, en wat ik nog niet snap is de diode D2 naast de mosfet. Enerzijds zit die diode OOK in de mosfet, anderzijds, die wordt toch nooit gebruikt? Er komt nooit een negatieve spanning op de drain van de mosfet. (en mocht de hel bevriezen is er die diode in de mosfet).

[Bericht gewijzigd door rew op vrijdag 21 juni 2013 08:25:48 (17%)

four NANDS do make a NOR . Kijk ook eens in onze shop: http://www.bitwizard.nl/shop/

Ik ben het volledig met REW eens.

De alternatieve motorregeling waar ik alweer geruime tijd terug een topic over heb geopend, is eigenlijk ook een switchmode conveter, maar dan "geregeld" op basis van de uitgangsstroom. Wellicht kun je daar iets bruikbaars uit lenen, zoals de gate driver.

Een manager is iemand die denkt dat negen vrouwen in één maand een kind kunnen maken
fred101

Golden Member

Rew je hebt gelijk. Bedankt, jou uitleg verklaart waarschijnlijk die "puntmuts" op de gatepuls. Dit is verre van ideaal. Maar het ging mij eerst alleen om even snel 24V te krijgen uit 12V, of eigenlijk 27 V gevolgd door een 7824 die een LT1027 en opamp gebruikt om een 0-20V Vtune voor een vco te maken. Dat geheel trekt 10-20 mA.

Maar toen vond ik het wel een grappig concept ( met een lm339 en wat randonderdeeltjes een goed werkende 1,5A boost converter) en ben er wat aan gaan meten en kijken wat er beter kan. Gewoon ter educatie. Als het echt goed en simpel moet zijn er vreselijk mooie ICs voor.

In mijn dynamic load krijg ik een snelle mooie gatedrive gewoon via een enkele opamp, en die drijft een veel dikkere fet aan. Maar dat was een heel gedoe om goed te krijgen over een groot frequentie gebied met oa meerdere spoelen tussen driver en gate , bypass instelpotmeter, een snubber, speedup Ctje, pulsshaper etc, gebaseerd op wat williams bij zoiets deed.

Ik heb hier nog wel FET drivers liggen maar nooit gebruikt omdat ik meestal al 12 tot 15V gebruik. Ik dacht dat die alleen nodig waren om een microprpcessor uitgang aan een FET te hangen die > 9V ofzo nodig heeft. Nooit aan gedacht dat die ook meer stroom levert.

Sparky, die push-pull is een mooie oplossing. Die kan ik er wel tussen krijgen. Mijn insteek is een beetje zoals die van jou. Hoe ver kom je met een simpel ding zonder exotische onderdelen.

www.pa4tim.nl, www.schneiderelectronicsrepair.nl, Reparatie van meet- en calibratie apparatuur, ook maritieme en industriele PCBs
EricP

mét CE

Voor het snel schakelen van de FET ben ik het volledig met rew & Sparky eens. Normaal wil je dat ook. Maar... dat eea. bij jou 'langzaam' gaat kan als bijeffect hebben dat de slewrate 'leuk' blijft (je bouwt een DCDC converter, geen zender). Als de dissipatie laag genoeg is...
Maar het is het experiment meer dan waar.

[edit]Intussen heeft Fred ook weer wat getikt... Die drivers zijn juist bedoeld om stroom te leveren. Anders had je aan een open drain uitgang en een pull-up genoeg (hey, dat doe jij nu ook :+)[/edit]

Leuk project Fred. Jammer dat ik me nooit lang genoeg verveel om dit soort dingen op te pakken :( :(

[Bericht gewijzigd door EricP op vrijdag 21 juni 2013 08:44:36 (19%)

Ja, er is natuurlijk ergens een balans tussen een redelijke slewrate en de schakelverliezen. Over het algemeen zijn de schakelfrequenties bij schakelende voedingen veel hoger dan bij motorregelaars e.d., zodat je bij een gelijke stroomrimpel een kleinere spoel kunt gebruiken (of een grotere stroom met dezelfde kern en minder windingen, etc.).

Daar staat tegenover dat te hard schakelen weer nieuwe ellende geeft in combinatie met wat parasitaire inducties, waardoor je het risico loopt een overshoot te maken die zo hoog is dat je over de Vds(max) van de MOSFET gaat, waardoor je weer aan de gang kunt met RC snubbers e.d., die op hun beurt ook weer verliezen geven.

Meestal is de grootste bron van verliezen bij zulke converters de dump diode; om dat te verminderen kun je die vervangen door een MOSFET, die je tegengesteld met de huidige MOSFET bestuurd, met een halve brug driver met ingebouwde dode tijd injectie, bijvoorbeeld. Het gevaar daarbij overigens wel dat de stroom door de spoel negatief kan worden als je de aansturing verkeerd doet (te kleine pulsbreedte). Een beveiliging die de synchrone rectificatie uitzet als de regelaar in discontinuous conduction mode dreigt te gaan, of als de stroom te klein of negatief wordt, of de pulsbreedte te klein (komt allemaal min of meer op hetzelfde neer) is natuurlijk wel mogelijk, maar niet echt eenvoudig.

Een manager is iemand die denkt dat negen vrouwen in één maand een kind kunnen maken

Kan met 2 comparators, onlangs deze gebouwd voor paneelmetertjes die een geïsoleerde voeding nodig hebben.

http://www.radiolocman.com/shem/schematics.html?di=66673

Van die "common-mode chokes" heb ik er nog de nodige liggen uit gesloopte pc voedingen.

It's the rule that you live by and die for It's the one thing you can't deny Even though you don't know what the price is. It is justified.
fred101

Golden Member

Dat te hard schakelen heb ik bij de dynamic load gemerkt. Dat heeft me heel veel meten en tijd gekost.

Ik ben erg slecht bekend met halve en hele bruggen, anders dan dat bij motoren gebruikt wordt maar volgens mij bedoel jij zoiets als wat ik in een EVSA tegenkwam. Een boost converter met twee mosfets in serie en de uitgang op het knooppunt. Klopt dat ?

Het idee van een mosfet ipv diode is interessant. Alleen lijkt de timing nogal lastig. Als de gate van de 1e FET laag wordt moet de gate van de "diode" fet omhoog. Daar mag geen overlap zijn. Ik kan het eens proberen. Tenslotte heb ik het geinverteerde gate signaal ter beschikking dus overlap zal niet gebeuren. Maar dan moet ik wel twee gates snel schakelen. Maar ik kan me voorstellen dat je bij grote vermogens ( en een beter ontwerp) hier een mooie winst kunt halen. In mijn geval is het wat overkill.

Ik las laatst trouwens een artikel over iets diodes. In sommge gevallen schakelt de diode te snel waardoor ringing ontstaat. Daarvoor waren er soft recovery diodes. Maar ik weet niet meer preces het hoe en wat van hun inzet gebied.

Dat idee met mosfets als diodes ( maar niet in een switcher) had ik al eens bedacht maar ik dacht dat als dat mogelijk was, het vast al werd toegepast. Nu zag ik een tijd terug ergens en schema met bruggelijkrichter dmv 4 mosfets. En pas geleden vond ik wat over de LT4320, die past dit nu toe. 4 mosfets ipv diodes. De verliezen zijn kleiner, de snelheid hoog en je mist weer wat Vf wat bij de steeds lagere spanningen een mooi voordeel is. ( staat toevallig vandaag ook in de elector nieuwsbrief)

Roland, dat lijkt en wat betere verse van dat opamp schema wat ik eerst bouwde. Maar deze gebruikt wel een heel trage diode en geen feedback. Er gaat veel verloren in de tor en zener. Bij mij ging dat ding ook oscilleren en schoot dan richting 100V. Die commonmode choke is wel een goed idee. Dat lost simpel een zwak punt op. Ga ik ook proberen.

www.pa4tim.nl, www.schneiderelectronicsrepair.nl, Reparatie van meet- en calibratie apparatuur, ook maritieme en industriele PCBs
Tidak Ada

Golden Member

Mooie breedbandstoorzender, fred! ;)

Wel interessant, hoe wel ik er nogniets van begrijp.
Ik ben indertijd beziggeweest met het voeden van LED's. LT had een buck-boostconverter, speciaal voor dit doel en dan nog met een CC-uitgang. Ik heb daar een evaluatiebordje van, dat alleen helaas niet met de boostmodus is uitgerust. Dat is natuurlijk allemaal nog ver aan de horizon van jouw experimenten, maar mij interesseert dat buck-boost principe erg, omdat je dan maximaal van de energie van een batterij, accu, of supercap gebruik zou kunnen maken en toch een stabiele uitgangsspanning kunt opwekken.

Een ander punt is dat van het rendement. Als je naar allerlei nixie voedingstoepassingen kijkt en de converterschema's, die daar bij horen, zie forse verschillen in rendement. Die NE555 schakeling doet het erg slecht wat dat betreft, maar ik weet niet waarom.

Rommelige werkplek? In de natuur is wanorde de meest stabiele toestand; de entropie is dan maximaal. Het handhaven van "orde" kost daarom altijd energie. ----> TUBE COLLECTORS ASSOCIATION - †
rbeckers

Overleden

Het rendement van een boost (of buck) converter hangt van een groot aantal factoren af.
Ik heb er aan gemeten en soms was de uitkomst verrassend. D.w.z. er kwam een ander rendement, meestal slechter, uit dan ik bij mijn zelfbouw converters verwacht had. ;)

Die NE555 schakeling doet het erg slecht wat dat betreft, maar ik weet niet waarom.

Rendement kan daar nog een stuk beter als je de frequentie van de NE555 afstemt op de gebruikte spoel. Nu zijn er waardes gekozen waarbij het met praktisch elke spoel wel werkt, waardoor de nabouw zekerheid een stuk hoger ligt, maar het rendement lager word.

Er gaat veel verloren in de tor en zener.

Dat valt voor mijn toepassing wel mee, die lcd paneelmeters gebruiken maar een paar mA, de benodigde gescheiden voeding is juist het struikelblok. Uiteraard kun je er nog een TL431 met een opto bijdoen om van de zener af te komen, maar voor grote vermogens is deze schakeling toch niet geschikt en levert het verder dan ook weinig op. Ik heb de weerstand R12 verhoogd naar 22Ω wat wel het rendement opkrikt maar ook de uitgangsstroom verlaagd.

It's the rule that you live by and die for It's the one thing you can't deny Even though you don't know what the price is. It is justified.
fred101

Golden Member

http://pdfserv.maximintegrated.com/en/an/AN725.pdf Ook grappig, een chargepump. Zou dit bv voor diplays een optie zijn ? Geen FETs of spoelen nodig. Is alleen voor low power. Ik zocht eigenlijk een mooiere tutorial van ik dacht maxim die ik een tijd terug gelezen heb, waar heel duidelijk boost converters werden uitgelegd. Helaas kan ik die niet meer vinden. Daar stond in ieder geval benadrukt dat je het rendement niet met gewone probes moest meten maar met een AC/DC current probe. Ze gebruikte ook een analyser, ben de naam kwijt waarmee ze RF in de feedback loop pompte via een extra 100 Ohm weerstand in de spanningsdeler en dan via twee hoogohmige ingangen daar over heen een meting deden. Daar zou je de stabilietijd mee kunnen testen. Ook gingen ze in op het gebruik van actieve loads bij testen. Ik zal nog zoeken.

Roland, als het werkt voor jou toepassing is het toch prima. Dat was bij mij ook. Ik hoef hem helemaal niet aan te passen maar ik vind het gewoon leuk om te proberen.

Er zijn zoveel smps tegenwoordig dat zo'n topic me wel leerzaam leek. Bv voor mensen die te maken hebben reparatie van TV inversters, EVSA etc. Misschien buck en boost gescheiden houden ? Van mij mag het bij elkaar aangezien er niet heel veel verschil in zit. Toch kan het tegenvallen. Ik heb wat buck converters gemaakt met de TL5001 ( heb ik er een paar honderd van) dat ging prims en daar zou je ook een boost converter mee moeten kunnen maken. Die wordt echter veel complexer en ik heb het 3 keer geprobeerd zonder succes.

Ik ben nu nog even elco lektesten en esr metingn aan het doen op de mooie verzameling rotte ex-tv elcos die ik van William heb gehad en tijdens het wachten alvast wat aanpassingen gemaakt. De 1 n4007 over de FET is nu een schottky de weerstand naar de gate heb ik even overbrugd met een instelpotje. Dan kan ik het effect bekijken.
Eerst dat voor ik meer doe. Daarna een zener als Vref, of een TL431, mijn favoriete zener daar heb ik er ook honderden van.

De trafo ipv spoel wordt lastig. Daarvoor moet ik te veel veranderen en ik heb alleen twee grote van 330 uH versies die er niet oppassen. Ik weet niet of ik vandaag aan meten toekom. Heb nog al last van mijn rug op het moment. Hoop wel even deze aanpassing te testen en als ik de gate drive beter krijg een screenshot.

Iemand advies hoe ik het beste het eindfilter test !

Tidak, het principe van een schakelende voeding is heel makkelijk. Het is gebasserd op het effect wat je krijgt als je de stroom door een spoel stopt. De stroom veroorzaakt een magneetveld. Dat klapt in elkaar en op zijn beurt veroorzaakt dat een spanning over de spoel. Als je die spanning op een load zet zal de stroom uit de spoel lopen en de spanning dalen. De spoel probeert aan de wet van faraday (?) te blijven voldoen, vermogen gelijk dus bij stroom omlaag moet de spanning omhoog.
Door nu de waarden goed te kiezen en het snel genoeg te doen kun je zo de spanning hoger dan de input houden.

www.pa4tim.nl, www.schneiderelectronicsrepair.nl, Reparatie van meet- en calibratie apparatuur, ook maritieme en industriele PCBs

Ook grappig, een chargepump. Zou dit bv voor diplays een optie zijn ?

Ik heb een aantal jaren terug een schakeling gebouwd met een capacitieve scheiding, werkte ook niet lekker. Je wilt echt een elektrische scheiding, en daarvoor is die schakeling prima geschikt.

[Bericht gewijzigd door Roland van Leusden op vrijdag 21 juni 2013 14:29:32 (18%)

It's the rule that you live by and die for It's the one thing you can't deny Even though you don't know what the price is. It is justified.

Is de LM339 niet wat traag om een mosfet snel open/dicht te krijgen?

En over de bufferelco: zoek naar een geschikt type met zo laag mogelijke ESR en ESL. Dat scheelt ook een heleboel.

Magnetische flux loopt altijd in gesloten paden, elektrische stroom niet per se (volgens de wet van Ampère), want: elektrische lading kan ophopen.

@Fred101: als je de diode vervangt door een MOSFET heb je een halve brug gemaakt, maar daarvan is het midden de ingang (vanaf de spoel), en de bovenkant de uitgang. Je ziet dan ook direct dat de body diode in de bovenste MOSFET gelijk staat aan de diode die er standaard zit; dit betekend dat je die weg kunt laten, mits je een MOSFET gebruikt waarvan de body diode fatsoenlijke eigenschappen (o.a. reverse recovery charge) heeft.

De aansturing daarvan is heel eenvoudig, mits de schakelfrequentie niet al te hoog ligt; veel halve brug drivers zoals de IR2184 hebben een ingebouwde dode tijd injectie, waardoor je deze dus alleen een PWM signaal hoeft te voeren. Nu is de dode tijd daarbij vrij lang (typ. 560ns geloof ik), maar hij heeft ook een broertje waarbij je die dode tijd zelf kunt instellen. Met wat gegoochel met het PWM signaal en beide ingangssignalen van de gate driver kun je de synchrone rectificatie ook aan- en uitzetten.

Als je echt een leuke converter wilt maken, zet je een spoel tussen 2 halve bruggen, dan kun je, met de juiste aansturing, zowel in buck- als boostconverter mode, en aangezien het ding symmetrisch is, kan dat zelfs in 2 richtingen! Dit is vooral interessant voor toepassingen als supercaps e.d. in elektrische voertuigen.

Een manager is iemand die denkt dat negen vrouwen in één maand een kind kunnen maken
fred101

Golden Member

Als Osillator draait hij makkelijk over de 200 kHz. Zo gebruik ik hem in een andere schakeling.

Zou de ESR van Elcos hier wat uitmaken (de ESL in ieder geval niet. Ze zitten voor en na een 300 uH spoel)
Ik heb nu 2 x 220 uF parallel, een 330 uH spoel en weer 2x 220 uF. Ik heb nu bij volle belasting een 20mVtt rimpel en dat is waarschijnlijk minder als ik goed zou proben.

Op de input waarschijnlijk wel, ik merk dat mijn Delta het al niet trekt. Die switcher gedraagt zich als een dynamische load. Maar de output is DC en zolang de load stabiel en niet zwaar is tov de capaciteit lijkt het me meevallen.

Ik heb die schottkey erbij maar zie niet veel verschil. De gateweerstand weg scheelde wel. bij lage load een mooi blok. Onder flinke load wordt die puntmuts prominenter, dat lijkt de bijsturing van de feedback te zijn.

Ik heb daarna de frequentie verhoogd. Dat was geen verbetering. Toen het Ctje van de oscillator 2 nF gemaakt en dat was een flinke verbeterin. De frequentie varieert nu over een groter stuk, de duty cycle ook maar nu merk je dat ook de gate amplitude verandert. oa die "puntmuts"

Ik kan er nu meer dan 2A uit trekken en haalde nu 79,9% rendement.
Volgende stap wordt een TL431 erbij. Bij 1,2 A zit er nu nog geen rimpel op de uitgang stroom.
Ik heb die belasting maar een minuut ofzo volgehouden en het koelblokje wordt nu niet voelbaar warmer. Het blijft gewoon kamer temperatuur. Spanning zakt 200 mV in maar dat komt ook door de rimpel op de ingang.

www.pa4tim.nl, www.schneiderelectronicsrepair.nl, Reparatie van meet- en calibratie apparatuur, ook maritieme en industriele PCBs

2A @ 80% efficientie betekent 24V*2A = 48*W uitgangsvermogen, dus ongeveer 12W verliesvermogen. Waar gaat dat in zitten? Die kan niet kwijt raken. Die moet je ergens kunnen voelen (zonder gereedschap).

De lol van dit "princiepe" vind ik dat je zo een DCDC converter hebt, waar je zelf een hoop aan kan instellen. En als je de basis hebt, kan je door de spoel en mosfets te veranderen hopelijk een groot bereik aan vermogens aan. Enerzijds, als jij 20mA nodig had, is wat je nu hebt een veel te heftige setup. Anderzijds, als je 6A nodig hebt, moet dat ook mogelijk zijn door her en der een paar componenten te upgraden. Anderzijds, de verliezen van 20% hakken er dan wel in. Ik zou het gaaf vinden om nog een versie met actieve rectificatie te zien.

En even uitzoeken waar je verliezen in gaan zitten (jij kan meten, ik kan rekenen, denk ik). Ik heb vandaag 15 uur gereisd. Nu ga ik even niet rekenen.... Sorry.

four NANDS do make a NOR . Kijk ook eens in onze shop: http://www.bitwizard.nl/shop/
fred101

Golden Member

Ik kan niet rekenen maar inderdaad. Heb ook geen gevoel voor getallen. 80 % klinkt hoog maar ik sta er dan niet bij stil dat dat 12W is. Ik meet De ingangstroom en spanning en dat ook voor de uitgang over en door de actieve load. Dit was overigens even een snelle meting dus het kan ook best 75 of 85 % zijn. Ik meet met een Tek P6042 AC/DC probe aan een Hameg DSO.
Ik doe dan P = U x I voor beide en deel die op elkaar. Dat kwam uit op 0,799.

Maar je hebt gelijk dat die 12W idd ergens heen moet gaan. Mogelijk als ik hem langer aan laat dat het dan merkbaar wordt. Een minuutje is niet lang. En met mijn tijfdgevoel kan dat ook 30 seconden of 2 minuten zijn geweest. Deze load heb ik gemaakt voor 1A met reserve, er kan ongeveer 10A door maar daar is de koeling niet op berekend. (eerder ivm gebrek aan serieuze koeling) ik heb ook een dikke load staan met 3 superfets en zeer overbemeten geforceerde koeling. Ik zal hem daar eens langer aanhangen en dan een tempsensor eraan.

Deze setup is idd te heftig, ik experimenteer hier even nog wat mee door omdat het toch wel erg grappig is en dan bouw ik een nieuwe met kleinere FET en gewone kleine schottky ipv twee highpower diodes en een veel te heftige FET.

Ik heb vanmorgen in simetrix geprobeerd een mosfet als actieve diode te gebruiken maar dat kreeg ik niet aan de gang. Als ik hem zo aansloot dat de interne diode in sper zat deed hij niks, andersom wel maar dat leek stond te staan van de gatedrive. In het echt lijkt me dat ook niet de manier. Daar is die diode niet voor. Maar in sper lijkt me ook niet goed.
Dan trek je bij het naar massa trekken van de spoel via die interne diode ook de lading uit je filter elcos en evt uit je load condensators. Dus dat leek alleen die diode te zijn. Maar een sim blijft natuurlijk behelpen. Met een gewone schottkey deed hij het overigens in de sim min of meer vergelijkbaar met de echte.
Maar er zijn volgens mij geen mosfets meer zonder die diode.

www.pa4tim.nl, www.schneiderelectronicsrepair.nl, Reparatie van meet- en calibratie apparatuur, ook maritieme en industriele PCBs

Nee, zoals ik al zei, de body diode moet in geleiding taan, want die moet ook het werk doen tijdens de dode tijd, als beide MOSFETs sperren. De truc is dat de geleidingsverliezen van een goede laagspanning MOSFET veel lager zijn dan die van een diode, daar verlies je al snel 0.5-1V.

Een manager is iemand die denkt dat negen vrouwen in één maand een kind kunnen maken

De simpelste manier om de bodydiode van een mosfet te gebruiken is om die bodydiode parallel aan de normale vrijloopdiode te zetten. Dan zit je mosfet goedom. Voor de veiligheid de gate eerst even aan de source. Dan moet de boel gewoon precies zo werken als eerst. Daarna komt de "lastige" oefening om die gate correct aan te sturen. Boost configuratie, nietwaar? Dan zit de diode als ie "werkt" in de uitgangsspanning. Om een N-fet dan aan te sturen, heb je een NOG grotere spanning nodig. Er zijn mosfet drivers (zoals de LM5109) die dat voor je kunnen doen.

De simpelste configuratie voor de aansturing van de gate is dan: Als er spanningsval is over de diode (in geleidt-richting) dan moet ie aan. Maar je sluit de uitgangscondensator kort door je twee mosfets als de volgende cyclus dan al begint....

Update: Zondag, ik heb wat kunnen slapen. Nattevinger: Je verliest rond de 15% van je rendement in de gate-drive. Dat wil zeggen: daar is ruimte voor verbetering van het rendement. Mijn schatting kan makkelijk een factor twee te hoog liggen. Eigenlijk is dat het waarschijnlijkste. Maar van de 20% verliezen zit al een fors deel (dus max 75% van alle verliezen) in de traagheid van je gate-driver.

Als je uitgangsspanning 24V is en er maar liefst (kan makkelijk veel minder!) 1V over je uitgangsdiode valt, moet de voeding dus eigenlijk 24V + 1V = 25V leveren voor 24V aan de uitgang. Dat is 4%, oftewel max 20% van de verliezen. Voor een "makkelijke" rendementsverbetering stop je daar een betere diode in, maar op het totaal zal je van 4% van het ingangsvermogen in de diode naar 1.5% in de diode gaan. Maar moeilijk doen met een synchrone gelijkrichting is niet nodig bij zo'n grote uitgangsspanning. (Dat wordt wat anders als je naar b.v. 1.1V toe moet om een CPU te voeden: Dan maakt de 0.4V over de een dikke scottky al behoorlijk uit. Dan loont het de moeite om daar 0.04V van te proberen te maken).

Dan zijn er de geleidingsverliezen. Een tijd zitten zoeken: je zou de IRF840 gebruiken. De IRF840 is een gave mosfet. Hoge toegestane spanning, een beetje bejaard, maar daarom ook een relatief hoge RDSON.

Als je hem voor 2A bij < 30V gebruikt is ie niet de ideale keuze.

Ik heb even op Farnell zitten kijken, dan kom ik op de STL55NH3LL voor minder dan 20 cent, of de DMS3016. Van die laatste heb ik er als ik het goed heb nog wel een paar liggen. Wil je er perse 1 met pootjes, denk aan de STU85N3LH5 ...

Anyway, ik zocht de mosfet om te kunnen berekenen wat je geleidingsverliezen zijn: pwm * ingangsstroom * mosfetspanning = 0.5 * 2 * (0.85*2) = 1.7W.

Ook dat is een mogelijk punt van verbetering: rond de 15% van je ingangsspanning valt over de mosfet ipv over de spoel!.

Dus: om het rendement omhoog te krijgen:
* Mosfet verbeteren! (makkelijk, geen aanpassing van het schema). (ik schat dat rond de 60% van je verliezen hier zitten.)
* uitgangsdiode verbeteren. Scottky. Denk aan SS54, Vf bij 1A ongeveer 0.5V. (goedkoop, makkelijk). Of MBRF1045CT. (of nog beter MBR735: 0.25V type @1A)
* gate driver verbeteren. een echte gate-driver IC zal een hoop helpen. Maar ook een schakeling met twee simpele torretjes doet denk ik wonderen. Voordeel van de torretjes: Kan je vandaag zonder naar de winkel te moeten nog proberen.) Hier zit denk ik zo'n 30% van je verlies in.

[Bericht gewijzigd door rew op zondag 23 juni 2013 11:26:56 (61%)

four NANDS do make a NOR . Kijk ook eens in onze shop: http://www.bitwizard.nl/shop/
fred101

Golden Member

Oh, ik voel me stom, ik begreep even niet wat jij bedoelde met, hij zit in de uitgangspanning en de spanning op de gate moet dan nog hoger. Maar toen viel het kwartje, het gaat om Vgs en Vs is 24V terwijl Vg 0-12V is. Dus Vgs is -24 tot -12V, dan gebeurd er inderdaad weinig. Bij een short gooi je een N mosfet vol open.

Sparkey, Ik begrijp dat bodydiode verhaal nu, bedankt is heel logisch, als ik even had nagedacht had ik dat zelf kunnen bedenken.
Zou je een principe schematje kunnen maken hoe in dit geval een mosfet als ctieve diode toe te passen want na REWs opmerking zie ik even niet hoe dit makkelijk kan. ( zonder extra driver, want dat schiet het doel een beetje voorbij) In mijn ogen moet de ene sperren als de ander actief is maar jij hebt het over "als beide mosfets" sperren dus ik denk dat jij iets heel anders voor ogen hebt dan ik.

www.pa4tim.nl, www.schneiderelectronicsrepair.nl, Reparatie van meet- en calibratie apparatuur, ook maritieme en industriele PCBs

Inderdaad dat wordt niet-triviaal in deze configuratie. In de buck-configuratie zit ie tenminste met z'n drain aan GND en is het veel simpeler!

Laat die diode maar: Met een 24V uitgangsspanning is het verlies aldaar zeer beperkt.

De grote boosdoeners zijn volgens mij de RDSON van je IRF840, en de slappe gate drive. Zet een dubbele emittervolger voor de gate van de mosfet en je hebt al zo maar 5% rendementswinst. Zet er dan nog een wat betere mosfet in en je komt zomaar boven de 90%!

(lees ook de toevoegingen aan mijn eerdere post, die ik maakte terwijl jij ook aan het typen was).

P.S. Dit is wat ik zo snel even kon vinden voor "dubbele emitter volger" zonder zelf wat te moeten tekenen:
http://i.stack.imgur.com/jiLcA.gif
(maar dan zonder R1 en de gate van de mosfet als belasting ipv de led).

four NANDS do make a NOR . Kijk ook eens in onze shop: http://www.bitwizard.nl/shop/

@REW: die dubbele emittervolger zat ook al in de alternatieve motorregeling waar ik naar gelinkt heb, daar heb je destijds zelfs op gereageerd. Ik heb hem ook al 1001 keer gepost hier in tal van topics, hij is lekker simpel en robuust, maar heeft natuurlijk geen undervoltage lockout e.d. zoals een echte gate driver.

Als ik het lange verhaal goed lees, is die IRF840 intussen al vervangen door een P55NE06, en met een typical Rdson van 19 milliohm is dat ook geen geweldige MOSFET, maar toch een stuk beter dan een IRF840 met 850 milliohm. Ik twijfel of ik 850 milliohm wel "in geleiding" vind, eigenlijk vind ik het eerder een slechte isolator.

Met 2A uitgangsstroom moet de ingangsstroom gemiddeld 4A zijn (+ verliezen natuurlijk), als de uitgangsspanning de dubbele ingangsspanning is, en is de MOSFET ongeveer 2/3 van de tijd in geleiding, aangenomen dat het ding in continuous conduction mode zit. Gedurende die tijd zou de stroom dan gemiddeld 6A zijn, en de variatie is een afhankelijk van de inductie van de spoel en de schakelfrequentie, maar voor het gemak neem ik even 6A continue aan. Met 20 milliohm zou dat 720 milliwatt zijn, gedurende 2/3 deel van de tijd, dus ongeveer 480 milliwatt aan geleidingsverliezen.

We hadden al geschat de dat diode 1-2W zou verliezen bij 0.5-1V spanningsval, en een gemiddelde stroom van 2A. Omdat de spanningsval van de diode niet veel veranderd afhankelijk van de stroom, kun je met de gemiddelde stroom rekenen, in plaats van de maximale stroom en de tijd dat hij in geleiding is.

Ik weet niet wat de koperverliezen in de spoel zijn, en aangenomen dat de stroomrimpel niet te groot is, en de kern geschikt voor zo'n toepassing, zouden de kernverliezen verwaarloosbaar moeten zijn. Ik denk dat de rest van de verliezen toe te schrijven zijn aan de schakelverliezen in de MOSFET, en dat daar de grootste winst te behalen valt. Misschien dat de vlakken in je "puntmuts" plaatje dan toch veroorzaakt worden door het Miller plateau, en je dus een groot deel van de tijd bezig bent met schakelen. Dat zou wel die grote schakelverliezen verklaren.

Tussen het geleiden van MOSFET waarmee je de spoel naar de ground trekt om hem te laden, en het geleiden van de MOSFET die parallel staat met de dump diode moet natuurlijk een korte tijd zitten waarin beide MOSFETs sperren, om te voorkomen dat je de uitgang via beide MOSFETs kortsluit naar de ground, als ze kortstondig tegelijk in geleiding zouden zijn.

Ik heb wel eens pogingen gedaan om dit met discrete componenten te doen, en het is wel mogelijk, maar voor de vertragingen heb je al snel RC circuits nodig, en comparators met hysterese en zo, dus dat zijn meteen een heleboel onderdelen.

Ik ben met REW eens dat het bij je huidige specificaties niet heel veel uit zal maken, zeker zolang de andere verliezen nog zoveel groter zijn. Met een betere diode kun je de spanningsval misschien nog wel terugbrengen van 1V naar 0.5V (beide geschat), maar als je de diode veel te groot kiest, worden de reverse recovery verliezen juist weer groter, en die zorgen ook voor forse EMC problemen, omdat je de uitgang tijdens de reverse recovery van de diode via de (onderste) MOSFET kortstondig kortsluit naar de ground, en daar dus een forse stroom gaat lopen met hele hoge frequentiecomponenten.

Als de stroom veel groter wordt, wordt het ook interessant om de diode te vervangen door een MOSFET, simpelweg omdat het op een bepaald moment moeilijk wordt om diodes te vinden die stromen van tientallen ampères kunnen voeren, en nog snel genoeg zijn voor zulke toepassingen. Daarbij moet je de warmte natuurlijk kunnen afvoeren, en diodes laten zich natuurlijk slecht parallel zetten om de stroom te delen, terwijl dat wel kan als je op die plaats MOSFETs gebruikt.

Een manager is iemand die denkt dat negen vrouwen in één maand een kind kunnen maken