welke kern voor 1,5kw smps

Die PFC wordt al een verhaal opzich want om een paar 100uH te halen met de gewenste stroom op een ETD59 met N87 materiaal heb je een gap nodig. Bij 100KHz al flink last van skineffect. Ik raad je aan om het programma MDT van Epcos te downloaden (gratis). Daar kun je materialen en kernen invoeren en zo uitrekenen hoeveel windingen je nodig hebt en hoe groot je gap moet zijn om tot jouw resultaat te komen. De spoel moet je zelf wikkelen, die is niet kant en klaar te koop. Ook daar vind je het antwoord mbt het maximale vermogen door je PFC spoel (single ended) of trafo (half of full-bridge).

Je verhaal over de maximale stroom door de FET is niet goed vergelijkbaar, omdat je het hebt over de gemiddelde stroom. Maar er is ook nog ripple current. En de dutycyle is natuurlijk ook anders bij powerup. Ook dan moet je FET heel blijven. Maar de stroom is het probleem niet direct. De beperking zit hem in het afvoeren van de warmte in vol bedrijf. Er komen ook nog wat schakelverliezen bij. Hoe je dit uitrekent staat vaak uitgelegd in datasheets of application notes.

Omdat dit een specialistisch stukje engineering vereist denk ik persoonlijk dat je op een verkeerd forum zit. De mensen die je hier mee helpen kan ik op 1 hand tellen.

Ik denk dat er nog wel een paar mensen zijn die hiermee kunnen helpen (ik kan er zo al een stuk of 5 bedenken (inclusief ondergetekende), en waarschijnlijk zijn er nog wel een stuk of 5-10 waarvan ik niet weet dat ze het kunnen).

De vraag is eerder of ze je WILLEN helpen; je bent tot dusver alles behalve handig met je informatie, en op deze manier zul je niet veel hulp krijgen. Je zult dat echt moeten verbeteren, of het allemaal zelf uitzoeken.

Als ik het goed begrijp wil je dus met een AC ingang, met een spanning die je NOG STEEDS NIET GENOEMD HEBT, naar een DC kring van 200V of 400V (beide heb je al genoemd), en daar op een of andere manier een transformator achter hangen voor de galvanische scheiding?!?

Ik kan je originele vraag ook niet helemaal rijmen met je opmerking "Ik heb al eerder projecten in het kw vermogen met sucsses gebouwd dus ik zal er wel uitkomen". Als je dat al eerder gedaan hebt, wat verwacht je nu dan van ons?

Wat ik tot dusver begrijp: 230Vac in, 200Vdc uit, vermogen 1,5KW.

Leesvoer:
http://www.onsemi.com/pub_link/Collateral/HBD853-D.PDF
http://www.st.com/st-web-ui/static/active/en/resource/technical/docume…
http://www.st.com/web/en/resource/technical/document/application_note/…

[Bericht gewijzigd door jeronimo2003 op zondag 1 maart 2015 13:23:17 (13%)

Dank voor de info Jeronimo.
Bij toeval kwam ik een document tegen welke het ontwerp van een inverter beschrijft, inclusief berekeningen.
http://www.st.com/web/en/resource/technical/document/application_note/…
Uitgaande van een vermogen van 1kW word hier een E kern van 55 x 55mm gebruikt. Een ETD kern van soortgelijke afmetingen zal geschikt zijn voor hetzelfde vermogen.

Aaah, Top secret oplossingen en toepassingen.

Altijd "leuk"

Het document wat je gevonden hebt is hetzelfde als mijn tweede link.

Op 25 februari 2015 17:46:55 schreef SparkyGSX:
Je kunt prima verder dan een paar honderd Watt met een gewone boostconverter, als je niet te ver omhoog hoeft met de spanning. Als je bijvoorbeeld van 90V naar 100V moet, en met een luchtgat en een paar windingen van deel draad parallel 100A of zo gaat schakelen met 100kHz of meer, kun je met zo'n kern 10kW aan trekken aan de uitgang. Als je van 10V naar 100V moet, is het natuurlijk een heel ander verhaal.

Zoals je ziet, is deze materie dusdanig complex dat je niet zomaar kunt zeggen welke kern je nodig hebt voor een bepaald vermogen, zonder de topologie, in- en uitgangsspanningen en stromen, toelaatbare stroomrimpel, schakelfrequentie, minimale rendement, etc. allemaal mee te nemen in de overweging.

Ik heb zelfs een boost converter gezien (studentenproject) die helemaal geen kern gebruikte, maar een grote luchtspoel (diameter 150mm, lengte 200mm of zoiets), met een stuk of 20 windingen van erg dik draad. Geen idee of dat ding het ooit heeft gedaan, overigens.

Mooi verhaal Sparky, en ik geloof je ook maar 10kW in zón kleine kern...
Afijn afgekeken op het web zag ik indederdaad dat het met een 50x50mmmm kern flinke vermogens doorgegeven kunnen worden.
Ik ben er nog steeds -niet mee bezig praktisch- scheelt ook weer zekeringen..

Met een conventionele boost converter staat alleen de het verschil in spanning tussen de in- en uitgang netto over de spoel, en de beperking is de stroom door de spoel, in combinatie met de gewenste inductie.

Als het verschil in spanning maar 1V is (dus van 99V naar 100V boosten), heb je "maar" 100A nodig om er 10kW door te krijgen. Met een dergelijke constructie is het dus niet handig om naar het uitgangsvermogen te kijken, maar naar het product van het spanningsverschil en de uitgangsstroom.

Met een galvanische scheiding (forward mode/push-pull converter) is het natuurlijk een ander verhaal, en aangezien je daarbij de verhouding van de spanning kunt bereiken met een wikkelverhouding, is die eigenlijk niet meer relevant, en zou je kunnen stellen dat je bij een gegeven schakelfrequentie een bepaald maximaal vermogen kunt halen.

Aan het begin van dit topic heb je niets gezegd over de topologie die je wilt gebruiken, en niets over wel of geen galvanische scheiding.

Dank voor de reply Sparky, de topology welke ik wil gaan toepassen is precies zoals op het plaatje wat Jeronimo2003 hierboven postte.

De galvanische scheiding tussen de lichtnet kant wordt bereikt in een volle brug met scheidingstransformator op een hoge schakelfrequentie (30-120kHz).

Ik vond op het web een heel verhelderende uitleg hoe je in een halve of volle brug de windingen kunt berekenen.
http://tahmidmc.blogspot.nl/2012/12/ferrite-transformer-turns-calculat…

Gegevens zoals de crosssectie van de kern en de flux dichtheid in Gauss zijn in die berekeningen opgenomen.
Dit maakt het voor mij zonder enige ervaring makkelijker essentiële dingen te kunnen berekenen in het ontwerp.

Ik ben me gaan verdiepen in het berekenen van een boostconverter.
Dat wat ik moet leren is het berekenen van de diverse componenten, met name de spoel.
Wat ik jullie wil vragen of ik dit goed begerepen heb, mocht er fouten inzitten of dingen door mij verkeerd begrepen zijn, dan zou ik dit graag van jullie willen lezen.

Op het web vond ik een begrijpelijke uitleg: http://www.caspoc.com/education/pollefliet/hoofdstuk13.pdf

Op bladzijde 13,3 staan de berekeningen van de boostconverter, onder 14.2.2 C wordt de spoel berekend.

Wat ik wil berekenen is een ingaande spanning van 48V en een uitgaande spanning van 100V, het uitgaande vermogen is 350W.
De stroom op de ingang van de boostconverter is 7,3A en op de uitgang 3,5A.
De duty-cycle schat ik op 0,5 (50%)en schakelfrequentie is 125kHz.
T=8µS

Zelfinductie v.d. spoel bepalen: Lmax = 0,25.Uuit.T/^iL

Rimpelstroom door de spoel waarbij ^iL is 20% van Iuit

^iL = 0,7A Lmax = 0,25.100.8.10-6/0,7 = 286µH

De piekstroom door de spoel is: iLpiek = Iuit +(^iL/2)
is 3,5+0,7/2 = 3,85A

Afvlakcondensator bepalen: Cmin = ^iL/8.f.^Ucmax

Waar Ucmax de rimpelspanning van 0,1% over de condensator is, in deze converter is dat 0,1V. De condensator heeft een capaciteit van:

Cmin = 0,7/8.125.10e3.0,1 = 7µF

De ESR waarde van deze condensator is ESR = ^Ucmax/^iL
is 0,1/0.7 = 0,142Ω

Ik zie nu dat er in het artikel weer opnieuw een boostconvertor wordt berekend, wellicht moest ik juist deze voorbeeld berekeningen volgen, echter ze lijken gelijk aan de bovenstaande berekeningen.
Voorlopig vind ik het wel goed zo, ik denk dat ik het redelijk door heb.

vriendelijke groet

Martin

't ziet er wel aardig uit. Maar ik heb de getallen niet nagerekend.

Je "eisen" van bijvoorbeeld 0.1% rimpel zijn een beetje "raar". Op 5V vinden we 100mV rimpel niet raar. Je converter gaat zo een "extreem" grote condensator nodig hebben, hetgeen weer duur is en mogelijk de respons op veranderingen kan vertragen.

Een ruwe berekening zegt dat je maar 0.1A aan Rimpel kan toestaan met een 7uF condensator. Ik schat dat je 100uF nodig hebt om 0.1V rimpel te krijgen.

Hallo Rew, bedankt voor de reactie.
Wat betreft de rimpelspanning over de condensator die is 0,1% of dit nu 5V of 100V is.
Uiteraard kan ik daarvoor ook 'iets dergelijks' van 1% invullen met een extra capaciteit of een L/C filter kan dit alsnog kleiner gemaakt worden op de uitgang.
De rimpelstroom bedraagt 20% (^iL in de berekeningen) van de uitgangsstroom.
In die tweede berekeningen die in dit artikel staat word een spoel met een kleinere waarde berekend, de afvlak condensator is hier ook wat groter.
Door een plotselinge toename van de uitgangsstroom is de dip wat minder, stroomafname kan dus iets hoger worden belast.

In ditzelfde artikel staat ook hoe een spoelkern bepaald kan worden door deze te berekenen.

Zo op het eerste oog lijkt het wel aardig te kloppen. Ik zie alleen niet goed welke Max T je gekozen hebt?

Let erop dat je Max T afhankelijk is van het gekozen kernmateriaal. Ook dat zie ik nog niet terug?

Bij 125kHz iets van 3C90?

De chopperfrequentie komt hier uit een vaste oscillator (125kHz) met de tijdsduur van 8µSec.
Het kernmateriaal zou inderdaad 3C90 kunnen zijn of N87 van Epcos.
Betreffende de spoelkern heb ik nog een vraag; is het noodzakelijk dat er een type met luchtspleet wordt gebruikt?

Edit Domme vraag maar er loopt gelijkstroom door de spoel, de spoel zal zonder luchtspleet verzadigen.

[Bericht gewijzigd door Martin V op maandag 6 april 2015 15:13:57 (17%)

Op 6 april 2015 14:37:13 schreef Martin V:
Hallo Rew, bedankt voor de reactie.
Wat betreft de rimpelspanning over de condensator die is 0,1% of dit nu 5V of 100V is.

Ik zeg dat ik voor een 5V adapter 100mV misschien wel acceptabel vind. Jij zegt dat je 5mV wilt hebben. Waar haal je dat vandaan?

Ik zeg dat ik denk dat je berekening van de uitgangscondensator niet klopt.

Op 6 april 2015 15:07:00 schreef Martin V:
Betreffende de spoelkern heb ik nog een vraag; is het noodzakelijk dat er een type met luchtspleet wordt gebruikt?

Dat zal weer afhangen van je kernmateriaal, kernvolume en je gekozen Max T.

Je moet het aantal windingen maar eens uitrekenen (is o.a. afhankelijk van de spanning over de spoel), en dan kijken of het aantal windingen op de spoelkern past, en je een redelijke Max T overhoud.

Meestal maak je zo een paar iteraties, en als je Max T niet te hoog wordt bij het aantal windingen kun je zonder luchtspleet toe. Zodra de Max T te hoog wordt heb je een luchtspeet nodig om in het veilige gebied te blijven.

Dan neemt je aantal windingen dus toe, en moet je kijken of het nog past.

Zo maak je een aantal iteraties todat je iets hebt waar je tevreden mee bent.

Ik zou trouwens voor 286µH en 4A max stroom niet zelf gaan klooien, maar een kant en klare kopen. (mits het aantal windingen, e.g. de spanning over de spoel niet disproportioneel zijn)

Edit: gevoelsmatig zeg ik dat de uitgangscondensator te klein is. (niet nagerekend!)

Op 6 april 2015 15:07:00 schreef Martin V:
Edit Domme vraag maar er loopt gelijkstroom door de spoel, de spoel zal zonder luchtspleet verzadigen.

Haha .. je hebt het wel uitgerekend, maar begrepen nog niet

Max T is het toverwoord.

[Bericht gewijzigd door Henry S. op woensdag 8 april 2015 20:16:15 (12%)

Als ik het goed begrijp dan is de spoel het grootste wanneer de duty-cycle verhouding het grootste is, de tijd T is daarbij het grootste de spoelwaarde moet daarbij het grootste zijn.

Bij een grote stroom op de uitgang is de spoel het kleinste, dat is bij de laagste ingaande spanning.
Omgekeerd bij een hoge ingaande spanning is de spoel het grootste de tijd dat de mosfet als schakelaar inschakelt is hier het kortste.

Uitgaand van wat Rew schreef dat er ergens een fout moet zijn in de berekening of dat ik het fout berekend heb. Daarvoor ben ik (alweer) gaan zoeken naar een andere formulering van die berekening.
Op het web is zoveel te vinden als ik een trefwoord invoer zoals 'Boost Converter Equation' waar ik zelf uitkom op complete calculators, maar hier wil ik zelf kunnen berekenen.
En die heb ik gevonden hier:http://www.infineon.com/dgdl/Infineon-ApplicationNote_PFCCCMBoostConve…

Volgens deze pdf heb ik mijn ontwerp berekend, de spoel is nu bij (diezelfde) 20% inductor current 85µH.
En dit is heel wat anders als uit de vorige berekening van 3,85 Ampère.

De berekening is; L = 1/rimpel% . Vacmin^2/Po . [1- (√2.Vacmin/Vo)]

Ook voor piek stroom door de spoel kom ik op iets heel anders uit als 3,85 Ampère, namelijk 11,3 Ampère.

De bedoeling om deze boost converter te berekenen is om deze als power factor correctie circuit te gebruiken (na een transformator) op 48V.
Dit is een 'kleiner project' als de titel van dit topic, maar eigenlijk een soortgelijk iets.

Toen ik verder de inhoud van dit artikel van Infineon bekeek zag ik dat de PFC precies is wat ik zocht.
Dat is dan weer voor een high-power project.
Dat is een PFC van 230Vac naar 400Vdc, met een vermogen van 1200Watt! Toevallig...

Hmm .. infeneon gebruikt een wat afwijkende methode om e.e.a. te berekenen. En ze gebruiken een koolµ kern, ook niet echt heel gangbaar.

Het beste kun je starten op de site van Prof. Dr.-Ing. Heinz Schmidt-Walter, en het daar even quick and dirty uitrekenen.

Als je dan de richtwaarden hebt, kun je ze tunen naar spullen die enigszins gangbaar zijn.

http://schmidt-walter-schaltnetzteile.de/smps_e/smps_e.html

Op 5 april 2015 21:15:51 schreef Martin V:
Wat ik wil berekenen is een ingaande spanning van 48V en een uitgaande spanning van 100V, het uitgaande vermogen is 350W.
De stroom op de ingang van de boostconverter is 7,3A en op de uitgang 3,5A.

De meest optimale kern hiervoor is een ETD39, met 19 windingen:

RM12 en RM14 kunnen ook:

E36 kan ook nog. Het ligt er maar aan wat je kunt verwerken en hoe de rest van je ontwerp er uit ziet.

[Bericht gewijzigd door Henry S. op woensdag 8 april 2015 20:19:45 (44%)

Geweldig dank voor de moeite JBerg.
In het ontwerp met 20% rimpelstroom over de spoel kom ik ook uit op 68µH met 25% op 85µH.
Ik kom hier later nog op terug, aangezien ik nu wat krap in de tijd zit.

Om even op het artikel van Infineon terug te komen begrijp ik iets niet goed.
Voor het kiezen welk soort 'operational mode' kan gekozen in drie modes: Continues Conductiom Mode (CCM), Crital Conduction Mode (CrCM) en Discontinuous Conduction Mode (DCM).
Nu staan er afbeeldingen bij hoe het schakelgedrag is als functie van de tijd, maar helemaal snappen doe ik het niet.

Ik weet niet beter dat een PFC schakelt 'hard' met een mosfet, de puls breedte of duty-cycle word geschakeld refererend naar (gefilterde) uitgangspanning. Maar ik zie dus dat er drie manieren zijn, of modes.

Om dit te bouwen gebruik ik dan geen moeilijk te bestellen ic maar gewoon een snelle comparator (LM319), een TC4427 driver en een 125kHz driehoek spanning uit een TL072 opamp als integrator.
Dat was mijn idee om het te bouwen.

Blijkbaar werkt een 'échte PFC' vermoedelijk anders werkt dan alleen maar de duty-cycle te variëren om de frequentie ook nog gevarieerd wordt.
Ik ben erg blij dat u even de moeite genomen heeft om de parameters in te voeren op een calculator, zodat ik nu weet dat de berekeningen kloppen.
De formule voor L in het artikel van Infineon geven die uitkomst, die ik daarvoor had: http://www.caspoc.com/education/pollefliet/hoofdstuk13.pdf-is merkwaardig maar blijkt niet te kloppen- of ik doe iets verkeerd.

Wat ik bovendien niet begrijp is dat stroom rimpel van 20% hoe bereken je dit? De vorige berekeningen ging uit van 20% v.d. uitgangstroom; welke 3,5Ampere is ^îL is dan 0,7A.

In de tabel die je hier postte is de stroom rimpel 2,94A wat een groot verschil is.

Over het kernmateriaal kan ik nog niet veel zeggen, je zou ook zonder kern af kunnen enkele tientallen micro Henry zijn ook makkelijk te wikkelen op een meer laag-spoel.
Weliswaar nemen de afmetingen dan wel flink toe maar het is te doen.
In sommige Buck converters heb ik ook één wikkeling gezien van millimeters dikke kopergeleiding gezien in een platte ferriet achtige kern, blijkbaar spoelen voor een flink vermogen.

[Bericht gewijzigd door Henry S. op woensdag 8 april 2015 20:20:24 (82%)

Om Continues Conductiom Mode (CCM), Crital Conduction Mode (CrCM) en Discontinuous Conduction Mode (DCM) uit te leggen gaat hier denk ik wat ver. De basis zit in hoe de stroom door de spoel gaat lopen.

Die 20% rimpel is een aanname, je kunt ook een andere waarde kiezen.

Ik zou de PFC controller niet discreet ontwerpen, voor een paar centen koop je een complete controller. Ik gebruik zelf wel vaker een MC33262

Inderdaad dit ic is makkelijker dan discrete componenten te gebruiken en heeft alles aan boord wat ervoor nodig is.
Bedankt voor de tip! Ik zal eens kijken of dat dit type ook te bestellen is.

[Edit] Mouser heeft dit ic in PDIP 8, met een SG3525 kan het vermoedelijk ook. Dit ic heb ik nog liggen.

Een SG3525 is een compleet ander beest, daar kun je geen PFC mee maken

Er zit b.v. geen vermenigvuldiger in, die je nodig hebt om uit te rekenen waar je in de sinus zit, en hoeveel stroom je moet afnemen om om in de buurt van je gewenste PFC=1 te blijven.

Ondertussen heb ik een schema uitgedacht om met discrete componenten een PFC te maken. De ingangspanning bedraagt 48V ac en 100V dc uit.
Ik gebruik een 125kHz Cmos blokgolf om het geheel aan te sturen:

Power Factor Boost Converter.bmp

Vind ik wel origineel uitgedacht

Als ik het goed lees, integreer je de blokgolf tot een driekhoek, en dat doe je pwm-en met het punt waar je in de net-sinus zit. En vervolgens stop je die pwm in een comperator die de uitgangsspanning vergelijkt en dan aan/uit schakeld?

Hmm .. ik vraag me dan af of de uitgang dan niet gaat choppen?

En je zult waarschijnlijk nog wat aan de waarden moeten berekenen en dimensioneren.

Maar uhh .. waarom zo en niet met een MC33262, ding kost 64 cent?
Weet je zeker dat het werkt, en kun je alle energie ( ) in de constructie van de spoel stoppen, dat zal nog struif genoeg kosten.

Of je neemt een standaard PWM controller voor een boost converter, die je een setpoint geeft met een microcontroller. Het is dan vrij eenvoudig om dat setpoint met een gelijkgerichte sinus te moduleren, maar je kunt ook ander leuke dingen doen, zoals het bepalen van de afwijking van de inkomende spanning in vergelijking met een perfecte sinus, en het setpoint precies tegengesteld moduleren.

Je zou dan een soort virtuele power factor van meer dan 1 kunnen krijgen, in de zin dat je jouw apparaat parallel aansluit met een schakelende voeding zonder PFC, waarbij de totale power factor dichter bij 1 komt dan het geval zou zijn van die slechte voeding en een voeding met een normale PFC. Het komt er dus op neer dat je de slechte power factor van een ander apparaat kunt compenseren door precies het tegengestelde te doen.

Edoch, moet ik toegeven dat je huidige ontwerp wel lekker simpel en elegant is, en ik vind het zelf ook altijd wel de sport om met generieke componenten te ontwerpen, en niet met een of ander speciaal IC dat specifiek voor dat probleem ontworpen is.