high-side switch zonder reverse current

Gewoon uit interesse... Dit is nu met P-mosfets. Bestaat er ook een N-mosfet equivalent?

Ikzelf zie niet meteen in hoe... maar wellicht is er wel een manier.

Op 1 december 2015 12:24:21 schreef SparkyGSX:
470k is inderdaad wel heel erg groot; ik zou die weerstand een stuk kleiner kiezen, afhankelijk van de stroom die je in actieve toestand maximaal door die onderste tor wilt laten lopen.

Bedankt om me daarop te wijzen.

Op 1 december 2015 12:24:21 schreef SparkyGSX:
@MGP: waarschijnlijk omdat er gewoon te weinig vraag naar is, waardoor zo'n specifieke oplossing al snel duurder zal zijn dan de losse onderdelen, zeker wanneer er nog talloze varianten voor verschillende stromen en spanningen zouden moeten bestaan.

Ik denk het ook; jammer, maar anderzijds: uit zoveel discrete componenten bestaat dit nu ook weer niet om het zelf te bouwen.

Ik heb wel een switch-ic'tje gevonden dat ongeveer doet wat ik verlang denk ik: de SiP32101 van Vishay.

Zie datasheet via: http://www.vishay.com/docs/62617/sip32101.pdf

Daarin wordt als schakelelement slechts één p-mosfet gebruikt, maar deze heeft op één of andere manier twee interne dioden, waardoor reverse current tegengegaan wordt. Zie:

Jammer dat hij maar tot 6 Volt max gaat...
Ik zou zoiets nodig hebben dat 10V (dc) kan schakelen, bij pakweg 6A (dat zit wel goed hier).

[Bericht gewijzigd door Henry S. op donderdag 3 december 2015 00:30:35 (49%)

Op 1 december 2015 12:24:21 schreef SparkyGSX:
@MGP: waarschijnlijk omdat er gewoon te weinig vraag naar is,

Waarom dan die speciale IC's om zoiets te maken, als er zo weinig vraag naar is zoals die PVT serie ...AQZ262... of LTC4364...enz
Maar ik ga dat eens in elkaar solderen als het past, moet het zeker zijn.

edit: @Eric K hierboven: dat is waar ik naar zocht, als ik mij goed herinner was Free Electron die daar eens wat over geschreven heeft.
Dat kun je enkel doen als de mosfets op hetzelfde substraat liggen.

[Bericht gewijzigd door MGP op dinsdag 1 december 2015 12:54:40 (22%)

Voor die 470k zou ik als maximum aanhouden 10% van het maximum van de onderste tor (fet in jou geval), en 1% van de "stroom in bedrijf". Ik zou van die twee de laagste stroom kiezen dus de hoogste weerstandswaarde.

Dat "Veel te lang" van MGP is relatief. Met een 1nF gate capaciteit, zit je met 470k op een RC tijd van rond de 0.5ms. Ik zit dan als voorbeeld even te kijken naar de SUD50P04-08. 5nF gate capaciteit. 2.5ms. In "figuur <grapjassen hebben de figuren niet genummerd> ... single pulse avalanche current" kan je zien dat het in de ms range "minimaal 10A" is. Safe Operating Area er naast geeft een vergelijkbaar beeld.

Nou goed. Bij nader inzien zit het inderdaad "dichter bij de limiet" dan ik dacht. Die "470k" is prima voor gevallen waarbij de stroom "bij aan" erg klein is.

@MGP: de vraag naar twee gekoppelde fetjes type 'X' is veel kleiner dan de vraag naar losse fetjes type 'X'. Dus die gekoppelde zal duurder zijn dan twee losse. Dus is er geen vraag naar.

Die driver chippies hebben vaak een interne charge-pump, waarmee ze een N-fet in de positieve voeding kunnen sturen. Dat bouw je niet simpel discreet na. Plus allerlei andere features: inrush beperking, overvoltage lockout/surge dissipation, reverse current protection.

Ook kunnen ze de gate van de werkelijk schakelende FET beschermen. Er zijn zat FET's die 200V drain-source kunnen weerstaan. Maar gate-source houden de meeste bij 20V wel op.

Precies, met zo'n chipje kun je zelf de MOSFETs kiezen, en die dus afstemmen op de spanning en stroom van je toepassing, en in een behuizing die voor jou handig is. Er hoeft dus maar 1 variant van dat chipje te zijn, om 1000 varianten van die schakeling te kunnen maken.

Op 1 december 2015 11:23:52 schreef Eric K.:
Ik ben eens aan het simuleren geweest met het onderstaande schemaatje dat ik ergens op een andere site vond:

[bijlage]

Had zo'n zelfde schakeling al eerder gesimuleerd in LTspice maar bleek vreemd genoeg niet goed te werken.
Omdat ik het vreemd vond dat het niet werkte heb ik het vanavond opnieuw gesimuleerd (ben opnieuw begonnen, had de vorige niet opgeslagen).
En ja hoor, het werkt inderdaad prima!!
Heeft bij de vorige simulatie misschien een component toch niet goed vastgezeten o.i.d
Maar goed, het werkt dus prima en ik denk dat dit voor jou toepassing prima bruikbaar is.

Inderdaad.

Ik denk dat ik evenwel een kant-en-klaar componentje kan kopen. Je hebt namelijk bepaalde solid state relais waar deze topologie in zit.

PhotoMos, of OptoMos solid state relais heten die dingen.

Extra 'voordeel' is de galvanische scheiding, ter bescherming van mijn microcontroller die deze moet sturen

Vb: de CPC1907B.
Kan volgens datasheet tot 6A DC door.

Nu, ik kan deze component niet simuleren, en ik heb ook nog geen ervaring met dergelijke SSR. Daarom moet ik dus volledig vertrouwen op de datasheet (spannend).
Daarom even bevestiging vragen op het forum: gaat deze component doen wat ik wens?

Eisen:
Er moet tot 5A door kunnen
Hij moet max. 10V onderbreken
Zo laag mogelijke R_on (weerstand in doorlaat)
Ik kan hem eenvoudig aansturen met een digitale uitgang van een PIC microcontroller.

Ik zie niet meteen in waarom de CPC1907B geen goede kandidaat is, maar misschien zie ik iets over het hoofd of misschien zijn er betere alternatieven?

Commentaar welkom!

Nog een vraagtegen voor mij. De versie met P-mos begrijp ik intussen. Maar in die kant-en-klare IC's wordt bijna altijd een versie met N-mosfets gebruikt. Ik neem aan: voor de lagere R_on o.a.

Ik vraag me wel sterk af hoe zo'n IC dat gedaan krijgt om die N-mosfets in geleiding te brengen? Hij moet toch intern een hogere spanning beschikbaar hebben dan de sources, om de gates hoger dan de sources te kunnen plaatsen? Hoe doet zo'n IC dat?

Eric

EDIT:
Genereert het foto-element die licht van de interne LED opvangt dan werkelijk zo'n hoge spanning?

[Bericht gewijzigd door Henry S. op donderdag 3 december 2015 00:31:29 (47%)

Op 2 december 2015 11:25:54 schreef Eric K.:
Genereert het foto-element die licht van de interne LED opvangt dan werkelijk zo'n hoge spanning?

Ja, er staan verschillende fotodioden in serie die genoeg spanning/stroom opwekken om beide gates open te sturen.

Hier een link en tekening van zo'n chip.

Of er andere oplossingen bestaan weet ik niet.

Thevel: Wat jij mogelijk de eerste keer verkeerd hebt gedaan is die weerstand pullup links. Dat lijkt leuk: Verbind de boel als links aan is en verbreek als ie niet aan is. Maar dat werkt niet: Zodra ie verbonden is zal rechts via de fets ook de pullup voeden, ook al valt links de spanning weg.

Over de foto-leds: er zijn ook opto-gate-drivers. Die maken ook gewoon op basis van een ledstroom een spanning waar je een normale gate mee kan opensturen. Voor "zelden schakelen" is dit soor dingen prima. Voor een PWM sturing is het een beetje lastig: Je gaat per schakel-moment best wel wat energie in je FET stoppen en als je dat vaak doet is dat vermogen....

[Bericht gewijzigd door rew op donderdag 3 december 2015 00:30:20 (38%)

Op 2 december 2015 11:25:54 schreef Eric K.:
EDIT:

Gebruik de edit eens wat vaker, drie posts onder elkaar binnen korte tijd zijn er twee te veel: http://www.circuitsonline.net/forum/faq#topickicks

Op 3 december 2015 00:26:20 schreef rew:
Over de foto-leds: er zijn ook opto-gate-drivers. Die maken ook gewoon op basis van een ledstroom een spanning waar je een normale gate mee kan opensturen.

Heb je daar een voorbeeld van, ik kan er niks over terugvinden.
10j geleden heb ik eens een zakje optorelay's gekregen en gebruik die regelmatig en toen heb ik uitgezocht hoe het kwam dat de wisselspanning konden schakelen met mosfets.
Vandaar mijn interesse.

Voor "zelden schakelen" is dit soor dingen prima. Voor een PWM sturing is het een beetje lastig: Je gaat per schakel-moment best wel wat energie in je FET stoppen en als je dat vaak doet is dat vermogen....

Daarom noemt men die dingen opto-relay, een relais kun je ook niet gebruiken voor pwm.

Daarom duurt het als zolang om er te maken die redelijk wat stroom kunnen switchen, ze kunnen de gate niet vlug genoeg opladen of ontladen met die fotodioden.
E: de warmteontwikkeling zal ook wel een rol spelen.

Deze die ik altijd gebruik PVT322 hebben 5mS schakeltijd, wat heel lang is.

edit: goed om verlichting te schakelen...dat wit ic'tje

@REW: de optocoupler gate drivers drivers die ik ken (TLP250, HCPL3120, etc.) hebben toch echt een externe secundaire voeding nodig, ik heb ze nog nooit gezien in een vorm die dat zelf kan voorzien.

Op 3 december 2015 00:26:20 schreef rew:
Thevel: Wat jij mogelijk de eerste keer verkeerd hebt gedaan is die weerstand pullup links.

Ja, dat het niet werkte was ik ook al gauw achtergekomen.
Daarna de weerstand verbonden met beide source's en ook dat leek in eerste instantie niet goed te gaan in de simulatie, maar dat bleek iets in de simulatie zelf te zijn.
Maar goed, dat had ik al eerder geschreven...

@thevel: Ja, dat bericht van mij had ik ook al eerder geschreven, maar dan anders. Die was een tijd in mijn browser blijven hangen....

@sparky. Ik weet ook geen typenummers meer. En een snelle google levert mij ook precies die dingen op waar jij het over hebt: die met een externe secondaire voeding.

Maar er was hier op CO laatst iemand die zo'n ding had. Belabberd traag, en gewoon een ingebouwd zonnepaneel wat uit de primaire kant gevoed wordt.... Ik weet het typenummer niet meer. En ook niet hoe het precies heette: anders zou google wel met resultaten komen.

Met simulaties kun je ook alle kanten uit, neem nu dat schema met die 470K weerstand aan beide sources.
Daar staat 20V 8A en als je de datasheet van van die FDS6375 bekijkt kan die maar -+8V op de gate hebben en met dat schema staat er 20V op de gate.
Het simulatieprogramma zal er niet over vallen, maar de realiteit is anders.

Ook in het origineel artikel is daar niks over terug te vinden.

Je zult maar eens experimenteren en de voeding iets hoger draaien

Op 3 december 2015 13:05:07 schreef MGP:
Met simulaties kun je ook alle kanten uit, neem nu dat schema met die 470K weerstand aan beide sources.
Daar staat 20V 8A en als je de datasheet van van die FDS6375 bekijkt kan die maar -+8V op de gate hebben en met dat schema staat er 20V op de gate.

In het wild zie je nog wel eens een zenerdiode over de GS overgang staan. In dit geval zou er dan ook nog een weerstand tussen gates en de collector van die BCxxx tor moeten.

+/-8V Vgs(max) is toch wel uitzonderlijk; de meeste power MOSFETs mogen toch wel +/-20V hebben, en soms kom je +/-16V nog wel tegen voor logic-level devices. SiC (silicium carbide) MOSFETs hebben, vreemd genoeg, meestal asymmetrische limieten; -10 tot +25V bijvoorbeeld (APT40SM120 van OnSemi, toevallig de eerste hit van Google).

Dergelijke dingen worden meestal niet meegenomen in Spice simulaties e.d., net als avalanche breakdown van MOSFETs, en dergelijke effecten in normale diodes en bipolaire torren.

Ik heb hier een zwik SI2365 P-fetjes liggen. VGSMAX = 8V. Verwacht je niet. Kom je dus achter als ze gaan roken op 20V.

@Blurp: Die zener is dus nodig als je werk-spanning hoger is dan de max VGS. Als ik dit dus met die SI2365 zou maken en het is voor b.v. 12V bedoeld, dan zou er dus iets aan de VGS gedaan moeten worden.

Maar voor "standaard" mosfets begint dit dus pas te spelen bij werkspanning boven de 20V.

[Bericht gewijzigd door rew op donderdag 3 december 2015 16:05:37 (55%)

8V als maximum voor Vgs zie je vaak bij zgn. logic-level fetjes, die al bij een Vgs van 3.3V of lager fatsoenlijk aan staan

Maar bijvoorbeeld een BSH111 (toch een redelijk standaard fetje) zit ook op max 10V

Daarnaast vraag ik me af of je een SI2365 wel power-fet mag noemen; het is een sot23!

Toch wel leuke fetjes die SI2365, hebben een RDS(on) van 0.0675Ω bij slechts 1,8V

Op 3 december 2015 14:35:09 schreef SparkyGSX:
Dergelijke dingen worden meestal niet meegenomen .

Hoezo, wordt de max Vgs spanning dan niet meegerekend in die simulaties? lijkt mij heel raar.

@MGP: Het gedrag van de FET voor spanningen boven de maximum rating is niet gespecificeerd (anders dan "Gaat misschien kapot").

Hoe zou je dat willen simuleren?

Uiteindelijk is simulatie slechts een hulpmiddel, je moet zelf blijven nadenken. En anders moet je eens een stroombron (1A) en een weerstand (1MΩ) in spice op elkaar aansluiten en kijken wat er gebeurd... Realistisch?

Op 3 december 2015 20:09:50 schreef blurp:
Hoe zou je dat willen simuleren?

Op zich is het te doen om de "absolute maximum ratings" van componenten er bij te houden in de simulatie. Als je daar overheengaat, zou het handig zijn om een rood kruisje bij die component te laten zien. Het ZOU kunnen dat ie kapot gaat.

Je doet een simulatie om te voorspellen wat er gaat gebeuren. Als de simulatie zegt: mogelijk gaat ie kapot, kan de engineer alsnog zeggen: ik geloof het wel. Dat is JUIST wat je van een simulatie wilt: vantevoren zien of het gaat werken. Kapot gaan is ook een vorm van "niet werken".

Ik 30 jaar geleden een keer een diode op 5V aangesloten. Niet in sper. Daar kan ie tegen. Het vermogen wat daarmee gemoeid is volgens de simulatie moet je uitdrukken in "zonnen", niet in Watts.

Pak een LM5050,en je favoriete n-channel MOSFET die voldoende stroom aankan. Chipje detecteerd reverse stroom door FET en trekt dan de gate omlaag mocht er stroom de verkeerde kant oplopen. Wel een nette pcb layout maken want hij sensed een spanning van ong. 20 mV in normaal bedrijf.

Pak een LM5050,en je favoriete n-channel MOSFET die voldoende stroom aankan.

Denk dat je het topic niet helemaal gelezen hebt.