Mosfet of IGBT

het probleem van een MOSFET zit hem in de RDS(on) en de gatecapaciteit.
Bij grotere mosfets is de gatcapaciteit groot waardoor hij relatief LANG in een halfgeleiding gebied staat. en die dingen hebben een RDS(on) die bij aan staan voor permanente dissipatie zorgt

een IGBT combineert de eigenschappen van een kleine MOSFET (dus kleine gatecapaciteit en kort in halfgeleiding) met een Uce die relatief vast is. (je hebt dus niet ook die basis stroom die voor dissipatie zorgt, zoals bij een BJT)

daarom is een IGBT voor PWM dus beter....
MAAR als je statisch gaat laden is geen van beiden echt een goede optie eigenlijk: je wilt juist verstoken in je halfgeleiding, dus mij is even een raadsel waar je wilt verstoken. PWM en een weerstand is denk ik voor jouw in een load geen optie....

En zowel een mosfet als een IGBT zijn bedoeld voor schakelen..........

Maar okee, als je geen PWM hebt en gewoon schakelt.. Dan moet je dus uitrekenen waar je de minste dissipatie hebt, rekening houdend met de factoren die ik eerder noemde.... Uce of RDS(on)

SUCCES...

Een IGBT heeft geen body diode wat ook een voordeel kan zijn.

Maar okee, als je geen PWM hebt en gewoon schakelt.. Dan moet je dus uitrekenen waar je de minste dissipatie hebt, rekening houdend met de factoren die ik eerder noemde.... Uce of RDS(on)

Geen PWM, zal vast ook kunnen maar dat lijkt mij minder geschikt. Een load gebruik ik om een voeding te belasten terwijl ik er aan meet. Ik gebruik hem niet om vers ontworpen en net gebouwde voedingen te martelen. (kan wel want ik kan hem moduleren)

Ik wil juist zoveel mogelijk dissiperen in de halfgeleiders,het liefst mooi lineair instelbaar. Die IRFP256 stel ik via een potmeter van 0V tot ongeveer 13Vgs in. Zo kan ik de stroom met een mooie resolutie instellen. De meetshunt was 0,1 ohm maar die is nu als test 0,01 ohm. Met een stuk of vier 200/300W fets of igbts kan ik dus lekker veel verstoken of heb lekker veel reserve.

Resolutie is van meer belang. Meer dan 10A zal niet vaak voorkomen maar veel parallel is minder resolutie dus dat wordt afwegen en proberen

Het is gewoon een instelbare dummyload

Thevel, ik denk niet dat ik hier een diode nodig heb.

[Bericht gewijzigd door fred101 op vrijdag 11 augustus 2017 23:20:51 (13%)

@HmH: Hij wil juist de transistor laten stoken, dus met opzet in het lineaire gebied regelen; dan is de Rdson dus nauwelijks relevant (zolang die laag genoeg is om de gewenste stroom te laten lopen), en de gate charge is praktisch irrelevant.

IGBTs beter voor PWM'en? Voor sommige toepassingen (hele grote stromen bij hoge spanningen) misschien wel, maar ze hebben een inherent nadeel: het uitschakelen is zo traag als een verdwaalde bejaarde op de middelste baan op de snelweg. Nu zijn IGBTs langzaamaan wel wat sneller geworden, maar veel meer dan 10kHz zit er meestal alsnog niet in zonder overmatige schakelverliezen, en als de stroom groot wordt gaan de meeste industriële motordrives e.d. terug maar 5kHz, waarbij je dus knettergek wordt van het gekrijs van die dingen.

Zet daar moderne SiC (Silicium Carbide) en GaN (Gallium Nitride) MOSFETs tegenover; die laatste schakelen in het MHz bereik, bij spanningen en stromen die tot voor kort het domein waren van de IGBTs.

@Thevel: IGBTs hebben geen intrinsieke body diode, maar ze hebben vrijwel altijd een aparte diode anti-parallel (zoals de body diode van een MOSFET), of een diode in serie, omdat ze maar zeer beperkt kunnen sperren in reverse-bias (enige tientallen volts). Overigens zie ik niet in waarom dat hier relevant zou zijn.

@Fred: ik heb ooit iets dergelijks gebouwd met een IGBT, omdat ik een halve brug had liggen waarvan 1 IGBT toch al stuk was. Dat ding heeft een kwartier lang 400W staan opstoken voordat hij stuk ging; bij destructief onderzoek bleek dat 1 van de 3 transistors van die helft van de brug stuk was. Die 3 stonden hard parallel, wat prima is als je wilt schakelen, maar als je lineair gaat stoken, krijg je daar een secundary breakdown effect, waardoor die ene hete transistor uiteindelijk bijna alle stroom voor zijn rekening neemt.

En dat is meteen de reden waarom ik het niet meer met een IGBT zou doen; het blijft een bipolaire transistor, en daarmee blijft hij kwetsbaar voor secundary breakdown. Met MOSFETs heb je daar minder last van, al is het effect er nog wel.

Bij MOSFETs stijgt de Rdson met de temperatuur, maar dat is hier niet heel relevant, aangezien je ze toch niet helemaal open stuurt. Tegelijk DAALT de Vgs(th) als de temperatuur toeneemt, waardoor de heetste MOSFET dus verder open gaat, en dus een steeds grotere deel van de stroom gaat voeren. Dit betekend dus dat je echt source weerstanden zult moeten gebruiken, om de stroom netjes te verdelen.

Die source weerstanden kunnen samen ook de stroommeetweerstand zijn, als je de spanning daarover met gelijke weerstandjes bij elkaar mengt.

Vergis je ook niet hoeveel je de torren moet deraten als de temperatuur stijgt, en je wilt toch nog wel een gezonde marge houden t.o.v. de absolute maximum dissipatie.

Toevallig heb ik mijn dummyload projectje van de week ook weer eens opgedoken; ik heb vorig jaar een of andere DC motordrive of zo met 13x IRFP3710 gekocht op een beurs voor 2 hele euro's, en die wilde ik allemaal 47 milliohm source weerstand geven.

Dat uitschakelen was ik idd ff vergeten:dacht idd aan de fo ontwerpen die tegenwoordig bijna allemaal igbt zijn...

Maar wast niet of fred steeds weerstanden bij wilde schakelen om te verstoken of idd alles in de halfgeleiders.

Indien het laatste zou ik eigenlijk gewoon een bstterij 2n3055's gebruiken.

Die zijn tenminste lineair en kosten ook geen drol..
Een schakelend element in de halfgeleiding is lastig.. Het kan wel, maar je sturing is lastiger lineair te krijgen EN als je de gate aansturing uit je voeding wilt halen (dus de instelling van je load) zal hij zeker bij een hikkende voeding (smps) wel eens heel vervelend kunnen zijn.
Bij bjt is het relatief simpel dan..

Hi Fred

Als ik het goed begrijp wil je een dummy load voor hoge spanningen en/of stromen en dan nog liefst lineair instelbaar. De meeste mosfets en igbt worden gemaakt om te schakelen en niet om in het lineaire gebied te gebruiken. Indien je dat toch wil doen moet je de dissipatie relatief kleine houden (veel parallel zetten) en komt dat wel goed maar ideaal is dat niet. Nu zijn er wel bij mijn weten lineaire mosfets, deze zijn speciaal bedoeld om in het lineaire gebied te werken, maar van lineaire IGBTs heb ik nog niet gehoord.

Groeten

Kris

MJ15003 misschien 140V/20A 250Watt leuk tunnel koelprofiel zit je er in de winter warmpjes bij

Ik denk dat ik de huidige standaard laat en er een tweede bij bouw. De huidige kan ik vrij makkelijk met een paar mA resolutie instellen met een gewone potmeter. Onder de 1,5A is dat best belangrijk. Hij blijft ook behoorlijk stabiel. Zoals gezegd ik werk er al een paar jaar mee. Geen meters, klein kastje doet probleemloos en stabiel wat het moet doen.

Maar het staat meestal hooguit een paar minuten aan en zelden meer dan 500mA. Eigenlijk zonde dat overboard te gooien voor een dikke variant. Hij heeft instelbare blokgolf modulatie. Deze is gebaseerd op een ontwerp van Jim Williams. Die dingen bevatten zo weinig onderdelen dat ik net zo snel een tweede er bij kan maken met fors koelblok en fans.

Lineair hoeft niet ultra lineair te zijn. Zolang ik met een 10 slag pot maar zo'n 50mA tot 100mA resolutie haal. (Wat met de proefinstelling van 2 IRFP256's zonder tienslag al lukte)

Het liefsts zou ik een twee quadrant voeding bouwen, dan kan ik laders makkelijker testen. (meestal kleine laders van portable spul)
Maar ik kan geen fatsoenlijk schema vinden en geen tijd hem zelf te ontwerpen.

HMH: bijna alle ontwerpen die ik zie zijn met mosfets, geen idee waarom bijna nooit met gewone transistors. Dikke mosfets kosten ook niet veel.

Kidri: hoge spanning en hoge stroom is meer voor de zekerheid/betrouwbaarheid dan dat het echt nodig is. En de mosfets/igbt die nu heb zijn daarvoor geschikt. Dus waarom niet.

Sparky: bedankt voor de uitleg. Dat trage van een igbt zou hier dus best een voordeel kunnen zijn ? Ik zal er eens wat op de curvetracer zetten om te kijken naar lineair gedrag.
Heb jij wel eens TIC's (peltiers) gebruikt om mosfets te koelen ? En dan de stroom door de mosfet gebruiken om de TICs te koelen. Meer stroom is meer koeling.

Het gaat om DC en een vaste stroom (wel instelbaar natuurlijk). Modulatie hoeft dus niet.

1 halfgeleider is dus waarschijnlijk toch een betere/betrouwbaardere optie. Dus beter 1 hele zware en veel aandacht voor het koel houden en temperatuur bewaking dan bv 4 lichtere. Meer parallel heeft ook andere nadelen, bv mbt inductief gedrag

Williams bouwt in appnote 133 een 100A load met een enkele IPB015N04LG. Zijn ontwerpen zijn goed maar meestal zo dat je ze wel echt exact moet nabouwen. Hij gebruikt niet voor niets 4 verschillende opamps en elke model is waarschijnlijk zo gekozen dat het de prestaties van het geheel maximaliseert.

Peter, die heb ik als het goed is een paar liggen

het schema van de fet load van blackdog heb ik nagebouwd, die doet 100W/100V /4A max. werkt goed, maar ik heb er een andere powerfet inzitten, de irfp264.

[Bericht gewijzigd door testman op zaterdag 12 augustus 2017 18:30:58 (77%)

Op 12 augustus 2017 08:49:43 schreef Kridri:
De meeste mosfets en igbt worden gemaakt om te schakelen en niet om in het lineaire gebied te gebruiken.

Ik heb de indruk dat daar inderdaad op geoptimaliseerd wordt. Maar dat gaat pas heel goed de laatste paar jaren. Als je gewoon een wat oudere mosfet pakt, met een wat hogere RDSON dan heb je vaak een ding te pakken die al heel redelijk in het lineaire gebied werkt. Ook eentje die pas bij 8V of zo goed in geleiding gaat is belangrijk.

Een maat hier is de versterkingsfactor. Bij een bipolaire tor kennen we de HFE. Bij een MOSFET is voor deze toepassing van belang hoeveel amperes er meer gaan lopen (delta-I) bij een kleine toename van de spanning (delta-U). Dit in verband met de stabiliteit van de sturing. Vaak verstoppen ze deze parameter gewoon in het datasheet.

[Bericht gewijzigd door rew op zaterdag 12 augustus 2017 11:16:16 (37%)

Ik heb in het verleden wel wat zitten denken, rekenen en simuleren aan dergelijke loads, en mijn conclusie was dat bipolaire torren onhandig zijn, in de eerste plaats vanwege de secondary breakdown (bij die MJ15003 bijvoorbeeld mag je vanaf 50V al fors minder verstoken, en die is al erg goed in vergelijking met veel andere dergelijke torren). Daarbij hebben grote powertorren meestal een lage versterkingsfactor, waardoor ze een grote basisstroom nodig hebben, en die zie je terug in je regeling als je de meetweerstand in serie zet met de emitter. Je kunt Darlingtons gebruiken, maar dan wordt de versterking weer dusdanig groot dat het moeilijker zal zijn om de regeling stabiel te houden, de minimale werkspanning van je load is dan alweer 1.4V + de spanningsval over de meetweerstanden.

MOSFETs zijn m.i. gewoon veel gemakkelijker aan te sturen, en hebben geen last van secondary breakdown. Meerdere transistors parallel kan m.i. ook prima, aangezien je dan meerdere meetweerstanden kunt gebruiken, die helpen om de stroom netjes te verdelen. Wat inductie betreft wordt het dan juist beter; elk pad voert maar een deel van de totale stroom, dus netto heb je die inducties parallel gezet.

@REW: de dI/dU van een MOSFET is toch de transconductance in de datasheet? Als je een MOSFET lineair wilt sturen, wil je dus juist een lagere transconductance, zodat je een grotere verandering van de gate-source spanning moet hebben voor een gegeven verandering van de stroom; een minder sterke overdracht betekend gemakkelijker te regelen.

Right! En moderne mosfets schakelen lekker snel omdat ze op een zo groot mogelijke transconductance geoptimaliseerd worden.

Ik heb net wat metingen gedaan op de CT met een klein 10x10 alu koelplaatje met klem en zo snel per stap (2 tot 5 seconden) dat ze hooguit 30-40 graden worden in de hele test. Ik heb ongeveer 30 waarden gemeten per DUT hier pik ik er een paar uit.

IGBT
BUP304 1mA bij 5,8V 100mA bij 6,62, 1A bij 7,3V, 10A bij 8,8V
IRG4PF50W 1mA bij 4,7V 100mA bij 5,41, 1A bij 5,7V, 10A NVT ivm veel te snelle en hoge drift.

MOSFET
IRF256 1mA bij 3,0V 100mA bij 3,6, 1A bij 4,1V, 10A bij 4,9V

Een tweede IRF256 liep steeds binnen 10mV gelijk maar 10mV verschil kan een hele hoop stroom schelen. Bij 3A zit je dan zo 1 A hoger

NPN ( Ib in mA)
FJP13009 1mA bij 0,6 100 bij 3,83, 1A bij 25,3, 10A bij 660 20A bij 2A
BDY20 TO3 100mA bij 0,73, 1A bij 7,09, 10A bij 645 mA, 12A bij 2A

Ook opvallend, de BDY20 was niet gekoeld maar bleef wel heel erg stabiel en niet veel warmer dan de rest. Dat ding is niet verkeerd.

Conclusies
De IGBT's hebben een vrij heftige thermal runnaway. Vanaf minder dan 1A al merkbaar, bij 5A loopt zo'n ding in 5-10 seconden zo naar 10A, en dat is heel snel, eigenlijk onbruikbaar dus (de opamp kan dat wel bij-regelen natuurlijk maar het begint dan eigenlijk al slecht)

De 256 type vintage mosfet doet het niet verkeerd (maar dat wist ik al) Thermal runnaway is omhoog en niet onwerkbaar. Maar als bv de opamp uit zijn regeling zou vallen bij meer dan 5A ofzo dan is het waarschijnlijk binnen een 10 seconden secundairy breakdown en einde oefening. (en ook dat had ik al ervaren)

Sparky had dus gelijk om over temperatuur te beginnen. Ik wist het effect wel maar niet dat het zo heftig kan gaan. Bij een paar ampere iets om al heel erg rekening mee te houden. Het verklaard waarom mijn 256 zo snel sneuvelde. Twee parallel gaat eigenlijk niet bij lineair gebruik. Iedere mosfet zijn eigen stroomregeling zou beter zijn denk ik.

Eigenlijk is een transistor hier een best goede keuze. Ik heb wat meer torren er even ingeduwd om te kijken wat ze bij een paar A doen. Drift is weinig, soms omhoog, soms omlaag maar hier geen echt gevaar. Die FJP drift een heel klein beetje omlaag. Dat is niet zo erg. De BDY drift was nauwelijks merkbaar.

Een darlington deed 5A met 1mA basisstroom en 8A met 10mA bij een BDY ofzo heb ik daar 200mA voor nodig. Een darlington kan dus makkelijker met een opamp werken waar zoveel gain maakt hem waarschijnlijk ook gevoeliger voor oscilleren.

Resolutie van een BDY is erg mooi. van 600 uA tot 1A basisstroom geeft 1mA tot 10A. Dat gaat niet meer met een gewone opamp. Hier zou ik een stroombron moeten gebruiken die met stuurspanning instelbaar is zodat de feedback wel gewoon via een opamp kan blijven of iets met een opto.

Daar gaat mijn idee even snel iets met wat mosfets parallel te bouwen.

Ik denk nog steeds dat MOSFETs parallel prima moet kunnen, zolang je ze maar allemaal een eigen source weerstand geeft.

Hoe wil je de closed-loop stroom regeling gaan doen met bipolaire torren, als je de basisstroom ook door de meetweerstand krijgt? Daarbij zul je ook bij bipolaire torren iets moeten doen om de stroomverdeling netjes te houden, dus ik denk dat je ook daar niet ontkomt aan emitter weerstanden.

Effectief maak je met een source- of emitterweerstand de transconductance of Hfe kleiner, zodat de torren beter regelbaar zijn, met dus als bijkomend voordeel dat ze de stroom mooier verdelen, en je toch een weerstand nodig hebt om te stroom te kunnen meten.

Ha die Fred,

Wat SparkyGSX ondermeer aangeeft is een schakeling met iedere Fet een eigen opamp het beste.

Ik wil ook nog een dikkere dummy load en bouw het dan met b.v. de Linear L2 series Fets

Kost wel wat meer maar een geweldige SOA

http://nl.farnell.com/ixys-semiconductor/ixth15n50l2/mosfet-n-ch-500v-…

Groet,
Bram

Dat is een mooie mosfet.

Ik ben nu een kastje aan het maken. Ik bouw mijn huidige dan daarin. Daar komt genoeg koeling in om de huidige mosfet optimaal te gebruiken. Alleen de max Vgs aanpassen zodat hij 15A haalt. Hij zou worst case bij 100 graden 15A en 90W aankunnen. De MOSFET mag max 275V hebben.

Ik wil ook kijken of 2 mosfets met source weerstanden goed gaat.
Sparky, Wat voor waarde adviseer jij ?

Maar het is eenvoudig om de boel later aan te passen naar zo'n L2 mocht ik dat willen.

Ik denk dat een transistor ook wel moet kunnen met een FETdriver als stroombron en dan de stroom highside meten. Wie weet ga ik dat nog eens uitwerken.

Hier de Vgs versus Id grafiek van de IRFP256. Verticaal is Id in een log schaal omdat ik al bij 1mA begin.

Ha die Fred,

Dit is de tweede keer dat ik dit stukje type door een browser fout...
Live sucks!

De IRFP256 blijkt een "unobtanium" part te zijn geworden...
Maar de versie met een iets kleinere V_DS van 250V is nog vol op te koop en dat is de IRFP254.

Mijn eerste kennismaking met deze Fet door jouw topic was door een HARRIS datasheet, en daar is de Fet mooi in gespecificeert.
Na mijn zoektocht naarde IRPF256 ben ik gaan zoeken op IRFP254, volop te koop, niet duur en diverse datasheets te vinden.

Maar, bij de SOA geen DC specificaties meer, en daar krijg ik dan pukkels van...
Bij HARRIS staat ook b.v. heel netjes wat de RthCS is bij een glad oppervlak en pasta, die is bij de HARRIS part 0,1C°/Watt.
Bij de Vishay modellen is dit 0,24C°/Watt, Que! 2,4x zo veel voor het zelfde part nummer!

Bij beide merken van deze Fet staat dit: Repetitive Avalanche Rated
Dus kunnen we er waarschijnlijk er vanuit gaan dat dit gedrag goed getest is...
Hieronder twee links voor de gene die gedrag van powerfets intressant vinden.

www.bramcam.nl/Diversen/Infineon-AN-v01_00-EN.pdf

www.bramcam.nl/Diversen/an1005.pdf

Wat blijft er over wat dit een intressante Fet maakt voor DC (lineair) gebruik:
Behuizing: TO-247AC
Maximum Junction-to-Case (Drain): 0,65C°/Watt Vishay part
V_DS: 250V
ID bij 100C°: 15-Ampere
Hoge repeterende piekstroom, als je binnen het max vermogen blijft van: ruim 90-Ampere.
Redelijke ingangs capaciteit van: 3nF

Mijn uitgangspunt zo zijn als ik een dikke dummy load zou bouwen:
Geen isolatie materiaal gebruiken, Fets direct op het koelbok, pas actieve koeling toe, dit hoeft niet te gieren!
Vermogen per Fet (afhankelijk van de koeling) max 75-Watt
Het aantal Fets te gebruiken is afhankelijk van de stroom bij lage V_DS, grote stromen en chip temperatuur van de Fet.
Hierbij speeld de RDS(on) en de door jou gebruikte Source weerstand een grote rol.
Let ook op dat bij een lage V_DSvan zeg 2V er niet meer dan ongeveer 7-Ampere door de Fet kan lopen,
Ook al zet je 20V gatespanning op de Fet! zie de 150C° grafiek hiervoor.
Bij 25C° is die stroom dan rond de 20-Ampere.
Reken jezelf dus niet rijk.

Deze is ook leuk: Maximum Drain Current vs. Case Temperature
bij een te klein koelelement of defecte actieve koeling zit je zo aan de 125C° direct onder je chip.
10-Ampere is dan je max stroom en dat gaat dan stijl naar beneden tot 150C° en ik denk ervoor al BOEM omdat andere eigenschappen al overschreden zijn.

Dus goed koelen, energie goed verspreiden over je koelelement(en) meerdere Fets/Transistoren gebruiken.
Dan blijft het ook werken als je een keer niet oplet

Groet,
Blackdog

@Fred: de waarde van de source weerstand is een lastige overweging; een grotere weerstand geeft je een betere stroomverdeling, maar ook meer dissipatie in die weerstanden. Daarbij wordt de minimale bronspanning voor een gegeven stroom weer groter.

Wat voor voedingen wil je kunnen testen? Ik neem aan in ieder geval 12V, 5V en 3.3V, maar veel moderne microcontroller lopen op 1.8V, en FPGA's willen zelfs nog wel eens 0.8V gebruiken voor hun core. Nu zijn dat natuurlijk geen enorme stromen, dus dat kun je dan nog wel met je bestaande load doen, lijkt me.

Ik was zelf van plan om te beginnen met 47 milliohm, in combinatie met de IRFP3710. Met 5W weerstanden zou er dan maximaal 10A per FET mogen lopen, en met een maximaal vermogen van 75W per FET (lijkt me een redelijke veilige grens), zou dat dus nog kunnen tot 7.5V. Er valt dan 470mV over de weerstand, als de FETs de stroom perfect verdelen. Hoeveel de stroom verschilt per FET, ligt dan aan de mate van ongelijkheid, maar daar zegt de datasheet natuurlijk weinig over.

[Bericht gewijzigd door SparkyGSX op zondag 13 augustus 2017 13:43:25 (23%)

Op 13 augustus 2017 12:29:46 schreef blackdog:
Bij HARRIS staat ook b.v. heel netjes wat de RthCS is bij een glad oppervlak en pasta, die is bij de HARRIS part 0,1C°/Watt.
Bij de Vishay modellen is dit 0,24C°/Watt, Que! 2,4x zo veel voor het zelfde part nummer!

Geprikkeld door jou uitspraak, en dat ik ook met TO247 dingen bezig ben heb ik gekeken wat de IRFP4668 heeft.

Daar staat Junction-case: 0.29 en precies dezelfde als bij jou 0.24 voor case-sink.

De case-sink zal denk ik voornamelijk afhangen van de behuizing en niet van iets anders. Kortom, ik verdenk die 0.1 er van dat hij een typefoutje is....

Hi REW,

Ik heb net bij de dikke Fets van IXYS gekeken die dissipaties hebben tot zo'n 700Watt in de TO247+ behuizingen
en de laagste thermische weerstand die ik zag was 0,13C°/Watt.
Dus ik denk dat ik je gelijk moet geven, een typefout of marketing bullshit van HARRIS

De door jou aangegeven schakel Fet heeft een drama SOA voor DC
En de datasheet heeft volgens mij een aantal foutjes in de SOA grafiek 100uSec, 10mSec, 1mSec!!! en dan DC,
daar zat duidelijk iemand te snurken die het document heeft opgemaakt.

SOA DC,
Volgens de grafiek bij 175C° chip temperatuur en 25C° koelplaat
15V bij 1-Ampere

Niet echt geschikt dus voor lineaire toepassing, maar ik neem aan dat je dit type nummer alleen liet zien voor de thermische weerstand van de IRFP4668bF.

Groet,
Blackdog

Op 12 augustus 2017 11:51:44 schreef SparkyGSX:
[...]

MOSFETs zijn m.i. gewoon veel gemakkelijker aan te sturen, en hebben geen last van secondary breakdown. Meerdere transistors parallel kan m.i. ook prima, aangezien je dan meerdere meetweerstanden kunt gebruiken, die helpen om de stroom netjes te verdelen. Wat inductie betreft wordt het dan juist beter; elk pad voert maar een deel van de totale stroom, dus netto heb je die inducties parallel gezet.

[...]

HO! *Bullshit sirenes!* Dat is niet waar! Misschien heet het bij MOSFETs geen "secondary breakdown" maar is op alle andere vlakken precies hetzelfde. Een MOSFET in het lineaire bereik heeft serieuze beperkingen in het te dissiperen vermogen, maar dat wordt zelden gepubliceerd. En ja, ik zeg dus dat een aantal zeer bekende fabrikanten liegen in een aantal van hun datasheets. De uitleg waarom dat is staat in AN-1155 van International Rectifier. Het is een lastig te vinden stuk informatie die ik nergens anders heb gevonden, maar wel heel belangrijk is. Voorbeeld van een "verdachte" datasheet waar de SOA bijzonder ruim, maar onrealistisch is, is de Infineon IPW65R037C6. 1A bij 500V, geloven jullie dit? Ik niet. Waarom niet?

Je kunt vaak beoordelen of een MOSFET in het lineaire gebied goed zal werken als er een "transfer characteristic" is getekend voor verschillende temperaturen. De stroom waar de lijnen voor de verschillende temperaturen kruisen is de stroom boven welke de devices de stroom op hun die zonder thermal runaway blijven verdelen. Daaronder zal de stroom zich gaan concentreren op hetere delen van de die en wordt het gedrag onvoorspelbaar. De stroom in een worst case scenario (maximale dissipatie bij de hoogst te verwachten U_DS) moet dus minstens zo groot zijn, anders moet je de dissipatie verlagen. Als de verwachte stroom (bijvoorbeeld) 10x lager is als de stroom op het kruispunt van de grafieken, moet je de dissipatie dus met deze factor verlagen. Vervelend is dat deze stroom meestal in de tientallen tot honderden ampères ligt, en het dus vaak onpraktische hoog is. Dat staat in deze Application Note van Advanced Power Technology uitgelegd (tip: downloaden, want de originele bron is al niet meer beschikbaar). Oude MOSFETs deden het hier beter dan nieuwe, want de kanaalweerstand was er hoger, en die weerstand draagt bij aan de verdeling van de stroom en het groter worden van de lokale weerstand bij hogere temperaturen.

MOSFETs zijn bovendien vervelend om parallel te schaken door de grote spreiding in U_th. Dan heb je opeen enorme sourceweerstanden nodig om voor de spreiding te compenseren. Bij grote vermogens moet je elke MOSFET zijn eigen opamp geven (dat is ook makkelijker om om te gaan met de reverse transfer capacity). IGBTs zijn niet anders omdat hun geleiding met hetzelfde mechanisme wordt aangestuurd, maar vervolgens minderheidsladingsdragers gebruikt om de meerderheid van de geleiding te verzorgen. De productie van minderheidsladingsdragers is ook temperatuursafhankelijk (precies op de onhandige manier, temperatuur vergroot de geleiding), maar de kanaalweerstand is weer hoger, wat weer compenseert hiervoor, maar het is lasig te zeggen in hoeverre. Ook hier kan je de transfer characteristic van de datasheet raadplegen om dat te achterhalen. Een steekproef levert geen optimistische resultaten op...

Hi Kruimel,

De SOA voor 25C° temperatuur kan natuurlijk niet, dan moet het gebruikte koelelement ruim beneden de 0C° worden gebracht.

De grafiek bij een T_c van 80C° is denk ik wat realistischer voor de IPW65R037C6.

Kijken we dan bij 100V dan zou net geen 3-Ampere mogelijk moeten zijn.

Ik heb even gekeken bij de: APL501J Fet, mooi ding, bijna 70 Euro bij Mouser

Groet,
Bram

Dat snap ik, maar het gaat er om dat er boven een bepaalde spanning dus alsnog een extra correctie moet worden toegevoegd om het 'current hogging' effect te compenseren. Mijn issue is dat 3A bij 100V misschien nog net kan, maar dat 0,7A bij 400V niet realistisch is, al staat het in wel de 80°C SOA grafiek. Ze verbergen dat feit een beetje door onderaan V_GS>7V te zetten (zie ik ook net pas btw). Ruiken jullie al nattigheid?

Hi Kruimel,

Ik zie je punt nog niet helemaal, moet meer aandacht aan de documentatie besteden.
Maar bij V_GS van >7V zit die Fet in verzadiging en niet rond de 0,8A-Ampere.

Groet,
Bram