1KHz AC Referentie ontwerp perikelen :-)

blackdog

Honourable Member

Hi,


Ik kon het toch niet laten...

Ik heb gisteren nog een keer de zelfde 1KHZ Wienbrug gemaakt, maar dan met 10x grotere condensator waarde en één deel van de Wienbrug nog 2x zo groot genomen in condensator waarde dan het andere deel vn de Wienbrug.
Hierdoor gaat de impedantie nog verder omlaag die de -ingang van de eerste opamp ziet en hierdoor ook de ruis van de totale schakeling, zoals het nu is ziet de -ingang nu rond de 650Ω als impedantie.

Maar bij het inschakelen werkte de schakeling niet in één keer!
De opset van de print had ik grotendeels overgenomen, fouten zijn natuurlijk altijd mogelijk, maar ik had ook met de multimeter de verbindingen getest volgens het nieuwe schema.
En daar zat nu net die fout in, omdat ik niet heb opgelet bij het nadenken/tekenen bij deze aangepaste versie, dit schema kan dus niet zo werken!

Ik denk dat het voor velen te ver gaat om te vragen waar de in het schema zit? (uiteindelijk bij mij) :-)
Het probleem zit er in, dat ik de twee delen van het Wien netwerk heb omgedraaid want die zijn in dit schema niet gelijk, de bovenste tak heeft 50nF en 3K16 en de onderste tak heeft 100nF en 1K58.
Deze waarden moeten van plaats verwisselen om het schema te laten werken.
Zoals nu afgebeeld is de versterking 0,5x en ik wou juist een versterking van 2x hebben i.p.v de normale 1x rond de eerste opamp, om te kijken of dit iets uitmaakte wat ruis en vervorming betreft.
(Aanvulling, een normale Wienbrug verzwakt ongeveer 3x op de resonentie frequentie)
http://www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/Wien-1KHz-LowImpedance-Network-OPA2140-03.png


Op deze manier had ik het op het printje moeten zetten, hier staan de componenten op de goede plaats afgebeeld in het schema.
Dit heb ik nu dus uiteindelijk niet getest, omdat ik het printje verder niet wou slopen.
http://www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/Wien-1KHz-LowImpedance-Network-OPA2140-04.png


Het is nu dit schema geworden, het heeft weer een symetrische opbouw van het Wienbrug netwerkt,
maar dus wel met 10x hogere condensator waarden.
Voor de opamp en buffer combinatie is dit geen enkel probleem, de opamp blijft nog steeds onbelast zijn werk doen.
De vervorming is eigenlijk ook niet anders dan de eerste versie, alleen de ruis rond de voet van de 1KHZ paal is minder geworden, wat trouwens ook mijn doel van deze test was.
Tijdens mijn eerste testen lijkt het er ook op dat de frequentie drift lager is, maar ik ben hier nog niet helemaal zeker over, de print is nog niet in het doosje geschroef met het dekseltje er op.
Dit doe ik later vandaag en ik hoop dat de testen dan aangeven dat de paracitaire capaciteiten van het IC en de print er dan minder toe doen.
http://www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/Wien-1KHz-LowImpedance-Network-OPA2140-02.png


Je hebt trouwnes bij Wienbrug schakelingen aardig wat speling betreffende de nauwkeurigheid van de componenten.
Bij mij zij dan de waarden uitgezocht kleiner dan 1%, dat is omdat ik de trimpotmeter zo klein mogelijk wil hebben, i.v.m. de niet zo goede drift eigenschappen van deze componenten.
Dus met een beetje uitzoeken doe je je zelf een groot plezier, al zal het je geen lagere vervorming opleveren.


Dit is het printje naast de eerste versie, de blauwe condensatoren zijn vrijwel zeker MKP typen en uitgezocht op kleiner dan 0,5% capaciteit afwijking.
Ook heb ik ze met een aantal andere typen 0,1µF typen vergeleken, bij deze gebruikte condensatoren was de Q bij 1 en 10KHZ meetfrequentie hoger dan 2000 en de ESR was niet meetbaar, zeer goed dus.
Condensator "B" zit nu niet meer op het printje en is een draadbrug geworden, samen met de aanpassing de weerstand die bij dit deel van de Wienbrug maakt de beide helften van de Wienbrug weer gelijk.
http://www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/Master-Wien-V2-25.png


De onderzijde van het nieuwe printje.
http://www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/Master-Wien-V2-26.png


Het printje in een ander kastje neergelegt, het rust op de kopjes van de schroefjes op de hoeken van het printje.
De condensator "B" is nu vervangen door de draadbrug en de componenten van de Wienbrug boven condensator "C" zijn nu aangepast, alleen geen 0,1% weerstand maar 1% type van 50PPM.
Het lampje zit nu om het glas tegen de print gemonteerd, de eerste print ging dit in 1x goed maar bij deze iets minder, maar een stukje draad houd hem nu trillingsvas ligt tegen de print aan.
Ook de uitkoppel weerstanden heb ik een beetje aangepast, van 47Ω naar 10Ω zodat mijn spanningsdeler die je nog net vertikaal ziet staan beter klopt.
En de LH0002 IC's hebben hier geen last van en het injectiepunt heeft een 47K5 weerstand gekregen i.p.v. de 274K weerstand omdat de impedantie van de Wien onderdelen flink lager zijn geworden.
http://www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/Master-Wien-V2-27.png


En dan wat resultaat, de FFT van ARTA zo ingesteld dat het geheel wat meer ingezoomd is op de 1KHZ paal.
Ik moet er even bij zeggen dat de frequentie calibratie niet klopt en ik heb nog niet uitgezocht of het b.v. in ARTA mogelijk is als ik 1KHZ uit mijn Miedema referentie weergeef,
Deze ook precies 1KHZ op de schaal is, wat ik hier verder laat zien in de komende plaatjes is het wel wat irritant,
maar de verschillen zitten in de voet van de 1KHZ paal en de precise frequentie is dan niet van belang.
De twee onderstaande FFT plaatjes zijn klikbaar, dit is dus de voet van de lage impedantie Wienbrug versie, zijn twee paaltjes zichtbaar die op 8Hz afstand van de eerste harmonische staan.
http://www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/Wien-1KHz-LowImpedance-Network-OPA2140-01-klein.png


En dit is weer als referentie de Audio Precision generator op 1KHZ en ook ongeveer 1VRMS.
De paaltjes zijn weg, dus hierom weet ik zeker dat het niet in de geluidskaart zit, hoe de voet er hier uitziet komt vrijwel zeker door het "Window" dat gebruikt werd en voor de laatste twee metingen is dat Blackman-4 geweest
http://www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/AP-1KHz-HighRes-Zoom-1VRMS-klein.png


En dan nu de vraag, wat kan de rede zijn van de twee 8Hz zijbanden die trouwens bij beide printjes optreden, bij een dicht doosje zijn er geen netfrequentie componenten zichtbaar.
Dus ik den dus daarom niet aan mix producten, zou het te maken kunnen hebben met met de tijdconstante van het gebruikte lampje?
Henk, wat vind jij er van?

Deze metingen en het bouwen van het tweede printje zijn alleen gedaan omdat ik graag wil weten waar de verschillen zitten.
Zoals ik al aangaf is dit niet nodig voor mijn uiteindelijk ontwerp daar ik al ruim voorbij mijn specificaties zit.
De kennis is vaak voor mij belangrijker dan het uiteindelijke meetinstrumentje :-)

Groet,
Bram
Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
Ha blackdog,

Ik heb je post gelezen maar moet nog een keer om het goed in mij op te nemen kom er vanavond op terug ik moet er even vandoor.
Maar zoals ik al aan gaf ik weet dit nog van vroeger hoe lager de vervorming hoe minder efficiënt het lampje wordt maar er ontstaat een soort zaagtandje kijk eens op de scope het liefste als je er nog een heb analoog.

Het foutje waar je het over heb is mij ook wel gebeurt en dat klopt de spanningsdeler niet meer |:(
Later meer, heb je trouwens in beide modellen die zijbanden wat ik dacht dat een aantal foto naar boven te zien vandaar mijn vraag om iets meer in te zoemen op het signaal.

Groet,
Henk.
Everything should be as simple as possible, but not simpler.
blackdog

Honourable Member

Hi,

Ik heb nog wat uitgezocht en opgezocht en een heel oud document van "Richart Skillen"
bespreekt heel uitgebreid de eigenschappen van lamp stabilisatie van Wienbrug oscillatoren.
Er zit aardig wat wiskunde in dit lange document maar voldoende stukken met plaatjes en grafieken,
waardoor het in ieder geval voor mij ook duidelijk word, die geen wiskunde achtergrond heeft.
Hierbij het betreffende pdf document uit 1964!.
www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/Skillen_Richard-Transient-Stab...llator.pdf

Henk stelde voor een analoge scoop te gebruiken en de gevoeligheid flink op te schroeven
en de trace zover naar beneden te schuiven zodat je de amplitude variatie zou kunnen zien.

Natuurlijk heb ik het even geprobeerd met een annaloge scoop en ook een digitale, alleen de instrumenten die ik in bezit heb kan ik de trace niet zover verschuiven
bij opgedraaide gevoeligheid om de variatie (AM) te kunen waarnemen.

Ik heb nagedacht hoe ik dit allemaal in beeld zou kunnen brengen, mixen met een andere "schone" sinus, een testsetup maken net zoiets als LT gebruikt om de settle tijd van opamps te meten ens, enz.
Maar wat is nu veel makkelijker...

Ik heb een plaatje geschoten van een stukje tijd als ik de 1KHz oscillator inschakel, dan is goed te zien hoe het lampje reageert.
Ook is zichtbaar dat als de tijd vorderd de frequentie hoger wordt van de ripple.
Ik heb de cursors op dit plaatje rond de voorlaatste piek gezet en rechtonderin in het groen zie je bij 1/Delta-t 6,94Hz staan, BINGO!
http://www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/Scoop-Lamp-Settle-01.png


Dit samen met de info in het document maken voor mij duidelijk dat er in ieder geval met dit lampje niet mogelijk is,
veel lagere vervorming te halen is dan de derde harmonische in al mijn plaatjes, hoe goed je opamp ook zijn :-)
Dit komt eigenlijk overeen met de gemeten waarden, de derde harmonische varieerde niet zo veel meeer wel de 2e en de 5e harmonische als ik opamp omprikte.
Het lampje is dan gewoon de dominante factor hier, hoe dichter je bij de "resonantie" frequentie van het lampje komt hoe hoger de 3e harmonische vervorming.
Even natte vinger werkt, dit omdat het lampje "mee danst" op de opgewekte frequentie.

Oplossing, geen lampje gebruiken, maar b.v. een Fet of een LDR met een led, en beide met een heel klein regelbereik,
dat betekend altijd dat je het regeldeel moet trimmen en ook echt goede componenten moet gebruiken, ander krijg je als je de laagst mogelijke vervorming wilt hebben dat je AGC regelbereik te klein wordt t.o.v. je componenten en/of temperatuur veranderingen.

Mooi, dan kan ik het nu echt laten rusten :-)


Groet,
BRam
Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
Ha blackdog,

Ik heb je eerdere post vanmiddag nog een keer gelezen en nu je aanvulling.
Je kunt twee lampjes proberen niet geschoten is altijd mis ook een combinatie lampje plus thermistor heb ik wel toegepast.

Ik kan weinig meten ik heb jou type lampje niet dan kan je de transiënt respons bekijken.
Maar ook de lineariteit van de Opamp speelt een belangrijke rol en de bandbreedte van het feedback netwerk.
Als ik je scope plaatje bekijk op een Fo=1 kHz vindt ik de FM best veel maar het zij zo :o .

Welke weg sla je nu in ik heb met mijn kristal oscillator goede ervaring maar ook daar heb je problemen te over winnen elk feedback circuit wordt gedreven door een oorzaak en reageert altijd te laat.
Je kan wel eens je uitgang willen filteren maar op je feedback netwerk staan ook de harmonische als stoorsignalen te werken.
Afhankelijk van de bandbreedte fase verloop veroorzaakt dit interactie met je oscillatie signaal.

Groet,
Henk.
Everything should be as simple as possible, but not simpler.
blackdog

Honourable Member

Hi Henk,

De paaltjes naast de 1Khz ziten op ongeveer -85dB.
Ik ga het printje eerst inbouwen in het doosje zodat het goed afgeschermd is en dan ga ik de zelfde meting doen met het injectie signaal gegevoerd.
Als het goed is scheeld dit amplitude en FM modulatie.
Dit natuurlijk alleen als de syncbron schoon is en ook het niveau in het goede bereik zit.

We zullen zien de komende week hoe dat gaat uitpakken, de derde harmonische krijg ik trouwens wel weg met mijn filtering in de uitgangstrap.
Ik had gekeken of een 2e orde filter net voldoende zou zijn, maar dat vind ik toch te krap, het wordt denk ik een 4e orde Butterworth of een Cheb. 0,5dB ripple.
Met aan de uitgang binnen de loop van de tweede opamp een LT1010 buffer voor de stroom en om er voor te zorgen dat de laatste opamp niet te veel belast word.
De eerste versie van het schema komt er binnenkort aan.

Groet,
Bram
Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
miedema

Golden Member

Ha Blackdog,

Wat ik als eerste denk: houd voor ogen wat het doel is van je 1kHz AC referentie. Een referentie is eigenlijk altijd bedoeld voor èèn grootheid. Van een frequentie referentie is het uitgangsniveau minder belangrijk. Bij een spannings referentie kijk je minder naar ruis (of frequentie bij een AC spanningsref)
Jij probeert nu alle parameters op referentie niveau te brengen.....

Dat gezegd hebbende kon ik het niet laten om ook naar het faseruis en paaltjes vlak bij de 1kHz te kijken bij een paar eigen oscillatoren :-)
Zo heb je een beetje referentie...

Al eerste de Victor ultra low distortion oscillator (schema)
(gespecte vervorming <0.00001% / <0.1 ppm)

http://www.miedema.dyndns.org/co/2018/1khz/Victor-low-THD-in-HiZ-600pix.png
klik op plaatje voor grotere afbeelding

Volle schaal is +10dBm, met een wat afwijkende verticale schaal van 11dB/div, dit om ook de ruisvloer in beeld te houden.

Ook deze generator vertoont dus die paaltjes. De delta-marker (in rode vierkant, rechtsboven) laat zien dat het niveau -84dB onder het 1kHz signaal zit, en de paaltjes zitten 15Hz van f0.
Niet zoveel anders dan jouw generator.....

Deze metingen zijn overigens gedaan via mijn Hi-Z in buffer, omdat 50Ω belasting wat veel is voor deze generatoren.
Ik heb ook direct 50Ω belast gemeten, en daar kwam exact hetzelfde plaatje uit (met flink verzwakt signaal natuurlijk)


Vervolgens gekeken naar m'n Jostikit JK03 (schema). Deze omdat het ook een Wien-brug met lampje is. Klassieke opzet met TL072 opamp en het beroemde ITT R53 lampje.

http://www.miedema.dyndns.org/co/2018/1khz/Josti-Kit-JK-03-in-HiZ-600pix.png
klik op plaatje voor grotere afbeelding

Ook hier dus die zijband paaltjes! Wel is het niveau hier een stuk hoger: -68dB onder f0. Ook is dat niveau hier asymmetrisch.
Dat de afstand tot f0 50 Hz is, is denk ik toeval. De generator is batterij gevoed, en ik had hem in een geaarde blikken doos gestopt voor de meting.
Ook heeft deze simpele Wien-brug flink meer faseruis.....

Dat ik nu voor het eerst naar deze eigenschappen van m'n 1kHz generatoren kijk (ik denk dat ik die Jostkit al 30 jaar gebruik) geeft wel aan dat het om een parameter gaat die in dagelijks gebruik niet zo belangrijk is :-).

groet, Gertjan.
Ha heer miedema,

Duidelijke plaatjes de eerste oscillator is absoluut niet slecht.
De tweede vindt ik wel leuk Jostikit uit de jonge jaren maar die is een stukje minder :D

Het ontwerp van @blackdog is zeker goed te noemen en waarom beide parameters optimaliseren :? ik doe dat zelf ook wel met in het achterhoofd ik heb nu toch een printje met een ontwerp laat ik gelijk eens kijken wat dit of dat doet.

Wat duidelijk zichtbaar is zijn de spurious of wel spurs deze kan je in tegenstelling tot harmonische niet echt voorspellen.
Deze spurs worden door verschillende oorzaken gevormd b.v. de koppeling met de voeding verkeerde ontkoppel condensatoren zij vormen een resonantiekring.
Maar ook componenten de Q en de respons op een stroom door en een magnetisch veld om het component.
Bij een oscillator is er altijd een frequentie bepalend element of een combinatie L,C,kristal enz deze geven vaak een spurious respons verder in het spectrum.
Zo zal een serie kring verderop in het spectrum door parallellencapaciteit over de spoel een respons geven.
In een versterker valt dit nog wel mee of er moet toevallig een signaal op de spurs aanwezig zijn dan heb je pech 8)7

Maar in een oscillator is dit effect duidelijker zichtbaar een oscillator start immers op de ruis in combinatie met een hoge rondgaande versterking.
Als je nu een zuivere sinus golfvorm uit je systeem wilt halen wil je voor dat begrenzing plaatsvindt ingrijpen regelen zo je wilt.
Om goed te kunnen regelen wil je de maximale (hoogste amplitude) op een frequentie volgen alleen dan creëer je een zuivere sinus golfvorm de frequentie van dit signaal wordt bepaald door je filternetwerk in de feedback.
Zoals ik al aangaf zal het filter een eindige steilheid Q hebben en ook nog een spurious response te zien geven waardoor niet alleen op de centerfrequentie maar ook in de nabijheid een respons plaatsvindt (immers de ruis is overal aanwezig) en er op deze plaats ook een signaaltje ontstaat.
Omdat dit signaal als het ware mee lift met je gewenste signaal is hier door de regeling niets aan te doen de plaats is geheel afhankelijk van de respons van je systeem.

In de eerste oscillator is duidelijk te zien dat de keuze/kwaliteit van de componenten met zorg is gedaan.
De faseruis en zijbanden als gevolg van de spurious respons bestaande uit componenten traagheid regeling liggen ver onder het gewenste signaal.
De tweede oscillator JK03 is duidelijk opgebouwd met een slecht frequentie bepalend filter/regeling.
Een van de manieren om de frequentie karatekritiek te meten is de feedback loop open maken je oscillator stops maar je kunt het systeem op amplitude/frequentie meten je ziet dan in een oogopslag waar je systeem een respons geeft.

Groet,
Henk.
Everything should be as simple as possible, but not simpler.
blackdog

Honourable Member

Hi Gertjan, :-)

Dank je voor de waardevolle toevoeging aan dit topic!

Wat je opmerkingen betreft over wat ik wel en niet zou kunnen doen betreffende de specificaties, daar denk ik toch anders over. :-)

Een paar post terug van mij heb ik al laten weten dat het vergaren van kennis en begrip meestal boven het meetinstrumentje staat dat ik aan het fabrieken ben.

Zoals ik je ook al eens prive heb uitgelegt wil ik graag weten waar de grens zit waarbij de inzet heel hoog wordt om het nog beter te krijgen.

Op de eerste oscillator die ik niet meer ga gebruiken in dit project en dat is omdat met de 0,1µF condensatoren de ruis minder is en de temperatuurdrift ook iets minder.
Die drift hoop ik nog minder te krijgen met de 15PPM weerstanden die vandaag zijn binnen gekomen.
Hier door kan ik dus het sync signaal kleiner houden en de eventuele ruisbijdrage van dit signaal ook zo klein mogelijk houden.

Op het ogenblik ben ik nog niet echt van mijn basisontwerp afgeweken, ik heb alleen het schema "getuned" voor betere performance.
Ik ga geen (voor dit project) een Fet of LDR regeling in de Wienbrug gebruiken om de 3e harmonische proberen verder te onderdrukken.
Dat gaat nog voor een deel gebeuren door de uitgangs filter trap.

Dat trapje zal bestaan uit een symetrische ingang om geen commonmode probleem te hebben tussen de verschillende katsjes in het meetinstrument.
Na deze symmetrische naar asymetrische versterker trap komt een spanningsdeler die "trimbaar" is voor het verkrijgen van een stabiele uitgangsspanning en dan de Powerbuffer die ook als Lowpass filter gaat werken.
De laatste trap zal een LT1010 hebben voor voldoende stroom en degelijkheid.
Die LT1010 kan misschien nog door een NE5532 worden vervangen die beide opamps als buffer hebbwen staan binnen de loop.
Het voordeel van de LT1010 is dat hij dumbo proof is, hij heeft een weerstand van ongeveer 7Ω op de chip en hierdoor stabiel met grote capacatieve belastingen.

Voor het laatste deel goed vorm krijgt in mijn hoofd zal ik moeten beslissen/testen wat voor symetrische ingangstrap ik ga nemen.
Het type wordt bepaald door ondermeer het ruisgedrag en de vervorming van de gebruikte opamps in deze trap.
Super hoge commonmode onderdrukking zal niet echt nodig zijn daar de stoorsignalen klein zijn in de metalen behuizing die ik ga gebruiken.

Ik denk dat ik wat de oscilator betreft naar 5V RMS ga om minder last te hebben van de ruis van de symetrische ingangstrap.
Ook daar zal ik een aantal metingen moeten doen met verschillende opamps om de vervorming bij dit signaal te bepalen.
Er zijn zelfs nog meer manieren in mijn hoofd om het doel te bereiken, zoals achter de oscillator weer een passieve 3KHz notch te plaatsen
en dan een 12dB/Oct filter buffer te maken, dat heeft wat minder onderdelen nodig, ik zie wel hoe dat verder uitkristaliseerd :-)

Voor de gene die mee willen weten over het opwekken van een goede Sinus, kijk dan bij Eliot op zijn website.
http://sound.whsites.net/articles/sinewave.htm

Hij geeft veel alternatieven voor het opwekken van sinusvormige signalen, de meeste vind ik totaal onintressant...
Waarom, omdat een simpele opamp en lampje je al een zeer goede oscillator oplevert met lage vervorming.
Er is ook van mij een uitvoering van een Sinus generator die met een zelfbouw LDR en witte LED werkt, zonder bounce gedrag en toch vrij goede vervormings cijfers, even de zoekfunctie van CO gebruiken met blackdog en sinus als zoeksleutels.

Oja dat vergeet ik nog bijna, de R53 en R54 onderdelen zijn geen lampjes maar micro NTC's van STC(ITT).
Deze hebben net zo'n "bounce" gedrag als lampjes.
Wil je b.v. filters snel doormeten, dan zijn deze sinusgeneratoren daar meestal wat minder geschikt voor door het bouncen.
Dan is voor filters tot zo'n 100KHz een goed opgebouwde 2206 generator beter, of b.v. een oude HP functie generator.

Groet,
Bram
Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
miedema

Golden Member

Ha electron920,

Mooie en duidelijke uitleg over de spurs.
Ik vroeg mij al af of bij een Wienbrug die spurs niet konden ontstaan door een verschil in RC tijd tussen de paralel en de serie takken van het frequentie bepalende terugkoppelnetwerk (component toleranties)

Die Jostikit heeft inderdaad veel meer toleranties in z'n frequentiebepalend netwerk. Wat wil je ook, als de R een potmeter is, met 1:1000 frequentie regelbereik :-)
Overigens haalt dat simpele ding toch nog minder dan 0,01% THD....


Edit: @ Blackdog (zag je post pas later...)
Natuurlijk helemaal meer eens dat het alleen maar leuk en zeer leerzaam is om alles zo goed mogelijk te doen, en opties te verkennen. Zou ik ook doen :-)

Inderdaad is amplitude stabiliteit niet de beste eigenschap van Wienbruggen met R53.... Ik sleep dat Josikitje al zo'n 30 jaar de hele wereld over. Van noordpool tot tropen. En bij extreme temperaturen start hij niet altijd even lekker, of duurt het lang voordat de amplitude ècht stabiel is.

En ja, die R53 is een thermistor, in een glazen huisje. Net als een lampje, dat je hier ook gebruikt als thermistor :-)


groet, Gertjan.
blackdog

Honourable Member

Hi,


Ik ben bezig met het uitzoeken van niveaus tussen de verschillende onderdelen die achter de Wienoscillator komen.
En ook wat voor Symetrisch naar A-symetrisch trapje ik ga gebruiken.

Wat betreft deze trapjes kan je weer veel vinden bij deze Heren van Elliot Sound Products.
http://sound.whsites.net/articles/ina-preamps.htm

Ik wil het goed en met zo min mogelijk onderdelen. Wat ik hieronder beschrijf is een onderdeel van de eerste testen die ik ga doen aan deze schakelingen.
De uitgang van de Wienoscillator is dus symetrisch en het mooie is dat ik een 3KHz passief notch er zo tussen zou kunnen hangen zonder massa te gebruiken.
Wat ik bedoel kan je zo hieronder zien, ik kan voor nu niet bedenken dat dit een probleem zou opleveren, de testen zullen mij corrigeren als ik het fout heb :-)
Na het notch filter komt dan het trapje waarbij de versterking regelbaar is d.m.v. een LED/LDR comby,
zelf gebouwd of een van de modellen die ik hier heb liggen.
Als de LDR wordt beschenen gaat de versterking van dit trapje omhoog, aan de uitgang van dit trapje zit een 1:10 deler, dit is een van de twee Kwikreed schakelaars die het signaal zullen gaan omschakelen.
Aan de uitgang of eigenlijk aan de ingang van de meetversterker komt ook weer een 1:10 deler zodat de AC naar DC omzetter altijd het zelfde niveau ziet wat 1V RMS zal zijn.
Voor beide bereiken( dat is 1 of 10V uitgangsspanning ) zal er een trimpotmeter beschikbaar zijn voor adjustering, maar ik loop nu al te veel vooruit...

Ik stel de Wienbrug oscillator in op ongeveer 2,5 a 3V RMS uit, dat gaat dan onderstaande trapje in en die versterkt het signaal dan naar ongeveer 5V.
De LDR wordt tijdens het testen door een vaste weerstand vervangen.
De Notch schakeling aan de ingang zal de 3e harmonische minstens 40dB onderdrukken en dan weet ik zeker dat er geen 3e harmonische aan de ingang van de verschil versterker staat.
Het 1KHZ signaal word wel rond de 6dB verzwakt door dit filter, dus bij 3V oscillatorsignaal heb ik ongeveer 1,5V RMS beschikbaar.
En de verschilversterker zal dan ruim 3x moeten versterken om rond de 5V uit te komen.
De uitgangstrap heeft ook nog een Low Pass functie en een versterking van 2x.
Dit is dus de opbouw van de eerste versie van de drie, die in mijn hoofd zitten. :-)

De gebruikte opamp zal in eerste instantie een OPA2140 worden, het DC path voor de ingangen komt uit de Wienbrug welke DC gekoppeld is.
Maar het is ook mogelijk de twee ingangen met 100K naar massa te brengen en dan met koppel condensatoren te werken voor b.v. een deel "High Pass" functie die ook nodig is, maar dit is voor nu even niet van belang.
De 10K weerstanden rond de opamps zoek ik uit uit een zakje 1% weerstanden zodat ik een setje heb die beter zijn dan 0,1%, dit is echt een kleine moeite.

Deze testschakeling heet drie functies, gain om aan 5V RMS te komen, van Symetrisch naar A-symetrisch te gaan en een gain regelfunctie die onderdeel is van het AGC circuit.
Verder wil ik dat de vervorming kleiner dan 0,001% blijft.

Als dit mogelijk is, dan is de LDR regeling ook goed toepasbaar op dit deel van de schakeling.
Als dit trapje goed werkt, dan kan ik de LDR unit er in hangen om te zien of er hierdoor vervorming optreed en van welke orde dat dan is.
Met opset ga ik niet in de Wienbrug regelen i.v.m. met het bounchen, dat gedrag is bij gebruik van het sync signaal bijna weg, maar ik vind dat geen galante oplossing om het regelen in de Wienbrug te doen.
http://www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/Symetrical-3KHz-Notch-Amplifier-01.png


Ik heb het filter ook nog even "los" gemeten, en daarmee bedoel ik op een breadboard met niet uitgezochte onderdelen zo uit het zakje van Farnell.
De weerstanden en condensatoren zijn dus niet uitgezocht en alle 1% volgens de specificaties.
Ik had wel bij de eerste test die ik deed kleine trimpots in twee weerstaden opgenomen, was niet echt een succes,
regelde te weinig en ik wou de trimport niet te groot maken in waarde.

De schakeling hing tussen de symetrische uitgang en ingang van mijn AP meetset.
De notch was getuned iets meer dan -55dB, dit is in het geheel niet nodig voro mij, maar ik wil vooral laten zien dat je met een simpele opbouw/schakeling goede resultaten kan bereiken.
Links in het schema is een 270pF trim condensator te zien, ik heb proefondervindelijk wat kleine condensatoren parallel aan een van de drie 10nF condensatoren gezet nadat ik de generator precies op 3KHZ had ingesteld.
Bij de onderdelen die ik dus vanavond gebruikt heb en bij hun positie was een 270pF aan de linker condensator precis goed om die -55dB te bereiken.
De onderdelen zaten tijdens het meten op een breadboard, maar dat is eigenlijk niet wijs, want ik moest op twee punten een krokodillenbekje gebruiken om een beter contact te maken
tussen de onderdelen.
Een proefopstelling op een stukje koperprint is dan beter, gewoon de onderdelen aan elkaar solderen zonder de draden af te knippen,
het is 3KHZ en dan is het geen probleem om dit op deze manier te doen :-)
En dat is veel beter dan de overgangsweerstanden van het breadboard.

De 4 en zelfs de 5e harmonische wordt ook nog een beetje gedempt, wat mooi meegenomen is.
http://www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/3KHZ-Notch-10nF-2-klein.png


Voor de gene die een voorproefje willen hebben van een andere opset zodat het hele instrument Symetrisch wordt is dit het uitgangs filter.
De rechtse FDA krijgt dan wel nog twee buffers in de uitgang binnen de twee loops bij punt A en B.
http://www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/FDA-LP-1KHZ-01.png

De gebruikte opamp is een OPA1632 die vandaag zijn binnen gekomen, deze hebben hele mooi specificaties, hieronder een link voor de pdf.
www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/OPA1632.pdf


Zoals altijd, schiet er maar op!


Groet,
Bram
Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
blackdog

Honourable Member

Hi,


Ik wil hier mijn workflow laten zien van het testen van de symetrische ingang versterker.
Nogmaal wil ik jullie verwijzen naar de website van Elliot waar een aantal van deze versterkers beschreven worden en ik grijp vaak terug naar hun website omdat veel info bij elkaar staat betreffende audio en wat meetspul.
De website met "INA-Preamps" => http://sound.whsites.net/articles/ina-preamps.htm

Kijk dan bij het kopje 2.2, dat is de gene die ik als basis gebruikt heb voor mijn testen.
Wat ik op zijn website staat wat performance betreft werd ik nu niet direct nat van, maar de configuratie trok mij wel aan.
Bij zijn testen met een TL072 kwam hij bij 10KHz aan 17dB commonmode onderdrukking, dat is natuurlijk wel een beetje triest.
De oorzaak hiervan is voor een groot deel de componenten keuze, zoals 1% weerstanden en geen trimming van de gekozen componenten.

De schakeling heb ik op een breadboard gezet en de compoenten R7, R8 en R9 heb ik uitgezocht uit een zakje 0,1% weerstanden,
zodat de drie weerstanden niet meer dan 0,02% afwijking hebben, ik had mazzel dat van de 8 weerstanden die ik nog had er drie zo precies bij elkaar zaten.
R4 steld de versterking in en is ongeveer 4x in deze schakeling.

De ingang ziet er misschien wat vreemd uit, maar dat komt omdat ik de compoenten er in heb getekend voor twee verschillende metingen.
J1 en J3 worden gebruikt voor het meten van de bandbreedte en de vervorming van deze schakeling en dan is de weerstand R1 nodig voor het DC pat van de +ingangen.
DE AP meetset heeft een zwevende trafo uitgang, dus een DC pat met R1 is dan nodig.
J2 en J4 worden gebruikt als ingang voor de commonmode onderdrukking, R2 en R3 zorgen voor een reele impedantie als ik b.v. het derde harmonische notch filter zou gaan gebruiken.
Deze weerstaden zorgen er ook voor dat de paracitaire capaciteiten van de opbouw en opamp meespelen bij deze meting.
Metingen doen met een 40 Ohm uitgangs impedantie van mijn generator geeft geen reëel beeld van deze schakeling :-)
In de schakeling staan geen ontkoppel condensatoren, deze zijn natuurlijk wel gebruikt!

Plaatje is klikbaar.
http://www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/INA-Pre-OPA2140-CMRR-Sheet-01-klein.png

Zonder trimcomponenten waren mijn metingen dus niet zo goed als op de hierboven afgebeelde grafiek, maar in twee minuten tijd wist ik welke weerstand
een kleine aanpassing nodig had bij frequenties onder de 1KHZ en daarna bij 10KHz een keine condensator waarde gevonden die er voor zorgde dat de CMRR zakte tot -66dB.

De positie van mijn trimcomponenten zijn bepaald door de waarde van mijn uitgezochte weerstanden en hun positie in de schakeling samen met de paracitaire capaceiten van de opbouw en componenten.
Waarom zeg ik dit, omdat de opbouw nu eenmaal kritisch is voor dit soort versterkers, de fabrikanten verkomen niet voor niets getrimde versies van deze INA versterkers.
Maar weer met een beetje aandacht kan je als je er zelf een wilt maken ook goede performance halen.
Waarom geen INA gekocht of een uit mijn voorraad dozen gepakt? omdat ik meer controle over de opboud wil hebben samen met het gene wat ik zo hieronder ga bespreken.

Vervorming en ruis
De eerste testen waren om te zien of de schakeling werkte zoals voorgesteld, geen probleem, werkte in 1x.
De opamp die ik gebruikte was een NE5532AN en ik zag bij vervormings metingen dat het residu uit de vervormingsmeter er wat ruizig uit zag.
De rede is natuurlijk de waarde van de gebruikte weerstanden, de gebruikte waarde van 7,5K geven al bias ruis als je diep gaat meten.
Met diep meten bedoel ik dan kleiner dan 0,001% vervorming metingen.
Daarna de mooie OP2140 opamp er in geprikt, daar deze fet ingangen heeft is biasruis niet op die manier aanwezig als bij een bipolaire opamp,
Nu zag het residu er uit zoals ik het verwachte.

De bandbreedte heb ik eigenlijk niet gemeten, daar deze zeer ruim is bij de gebuikte lage versterking, in een van mijn meetversterkers had ik al laten zien,
dat 500Khz bij 10x vrsteking binnen 0,1 dB mogelijk is met deze OPA214 opamp.
Wat ik wel heb gedaan is de vervorming meten bij verschillende uitgangs niveaus,
uiteindelijk bij 4x versterking en 10V RMS uit meette ik met de AP 0,0005% THD bij 400Hz tot 22KHZ bandbreedte en 1KHz.
Het 400Hz filter weer aan om de netfrequentie en zijn harmonische niet mee te meten en 22KHz om de ruis boven zeg 5KHz niet te veel mee te wegen.

Het is bij de AP een THD+Noise meting, maar ik heb wel de mogelijkheid de AP in te stellen als radio :-) ik bedoel als afstembaar bandfilter.
Zo kan je zonder dat je te veel last heb van stoorsignalen meten wat de residu is bij zeg 2KHz, 3Khz, 4KHz en 5KHz, daarna mag je dan zelf er een berekening op los laten zodat je aan de THD komt.
FFT is wat dat betreft makkelijker als je device waarmee je meet ook goed genoeg is, mijn geluidskaart in de meetcomputer voldoet hieraan.
Je ziet na het instellen van de sample frequentie (minimaal 11KHZ) als je de 5e harmonische goed wilt zien en als je meetsignaal zoals bij dit project 1KHz is.

Tot nog toe ben ik blij met deze schakeling, nu nog een LDR er in testen en kijken of dit de THD aantast.
Een hele simpel oplossing zou zijn een extra buffer in de bovenste loop samen met de 3KHz notch voor deze schakeling gemonteerd en ik haal dan al mijn specificaties bij een 10V uitgangs niveau.
Beslissingen, bslissingen, beslissingen :-)

Groet,
Bram
Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
blackdog

Honourable Member

Yo!


Het houd niet op, nog meer info over de INA versterker :-)

Ik wou toch weten hoe de OPA2140 het doet als ik een ander setje weerstanden zou gaan gebruiken.
Ik heb nog een klein aantal 2K54 0,02% van VISHAY en ik heb vier stuks in de schakeling geprikt,
er zaten er vijf in een zakje en mijzelf kennende zal ik die een vorige keer wel uitgezocht hebben...

Door de weerstanden een beetje te bewegen in het breadboard kreeg ik de onderdrukking, de CMRR tot -100dB bij lage frequenties.
Reken zelf maar uit hoevel mΩ afwijking je mag hebben om -100dB te halen.
Ik heb het commonmode signaal moeten opvoeren tot 5V RMS, anders was ik in de lage frequenties alleen ruis en stoorsignalen aan het meten.
Dit opvoeren van het commonmode signaal zorgt er wel voor dat de opamp vooral bij de frequenties boven de 5 KHZ dit minder leuk gaat vinden
en aan het residu te zien gaat de opamp meer vervormen bij deze grote commonmode signalen.
Deze metingen waren ook weer mee een ingestelde versterking van 4x.

Ik heb in de grafiek van vanmorgen in het rood de meting met de 2K54 0,02% weerstanden voor R4, R5, R7, R8 en R9 er in getekend.
Links bovenaan zien jullie de gebruikte serie weerstanden voor deze test.
De trim condensator is nu echt een trim condensator geworden, 25pF trimmer parallel aan een 56pF condensator, hiermee regelde ik de CMRR op hoogdte demping boven de 10KHZ,
dit was niet helemaal lineair, dus minimaal bij 10KHZ was niet precies minimaal bij 50KHZ, maar de verschillen waren klein.

De schakeling op het breadboard, de grote 47Ω weerstand dient er voor dat de opamp niet gaat genereren door mijn meetkabel en de ingangs capaciteit van de AP meetset.
http://www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/INA-Pre-OPA2140-CMRR-Sheet-04.png


En dit is de grafiek in het rood met de 7K5 weerstanden vervangen voor 2K54 en een andere trim capaciteit.
De verbetering zet dus in de nauwkeriger weerstanden en niet in het soort weerstand, klik.
http://www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/INA-Pre-OPA2140-CMRR-Sheet-02-klein.png

Dit zegt de AP meetset betreffende de vervorming bij 10V RMS uitgangsspanning,in het midden van het display staat de generator output, dit is 1/4 van de uitgansspanning.
De waarde van 0,0006% kan niet lager, omdat dit de meetvloer van mijn instrument.
http://www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/INA-Pre-OPA2140-CMRR-Sheet-05.png


Maar het zeker wel mogelijk nog wat meer info uit het residu van de AP meetset te halen die ik aan ingang vier van de HAMEG scoop heb gekoppeld.
Als eerste heb ik de scoop op "High Resulution Mode gezet" rechtsbovenaan in het scoop plaatje staat daarom "Res. 16bit".
Dit levert een haarscherpe sinus, vergelijk dit maar eens met een Rigol scoop...
Maar ik kan nog meer doen, en er is ook nog eens extra filtering toegepast, ook weer rechts boven staat vermeld "Avg. #32"
Door deze instellingen ben ik een groot deel van de aanwezige ruis kwijt die op het residu zit uit de AP meetset.
Het is duidelijk te zien dat er nog 1e harmonische (1Khz) aanwezig is, ook is de fase een beetje verschoven, maar dat kan door de verschillende kabel lengtes komen
en de vertraging in de versterker trapjes in de AP meetset.
Dit extra filteren met de scoop als deze dit kan, doe ik vaak bij dit soort documentatie,
ik weet dat de schakeling stabiel is dus ik heb geen grote bandbreedte nodig om ook vreemd gedrag te kunnen zien van mijn schakeling.
http://www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/INA-Pre-OPA2140-CMRR-Sheet-03.png

De vervorming en CMRR is van deze schakeling als je er wat zorg aan besteed zeer goed te krijgen.
De tweede versie is ver voorbij wat ik nodig heb, maar als Ron Elliott zegt dat bij 10KHz hij maar 17dB haalde in zijn setup, toen dacht ik, dat kan beter *grin*

LDR voor AGC functie
Ik heb wat LDR's uit mijn voorraad gehaald en ik wil met deze twee typen gaan testen, de VTL5C3 en de 32SR3.
De datasheets staan hieronder samen met wat applicatie info over LDR units.

De datasheet van de 32SR3.
www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/NSL-32SR3.pdf

De datasheet van de VTL5C3.
www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/vtl5c3c4.pdf

Audio Level Control.
www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/Audio-level-Control.pdf

Audio Limiter.
www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/Audio-Limiter.pdf

Algemene LDR Opto info.
www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/Compressor-Applications-for-Re...uplers.pdf

Uitgebreide VACTEC info LDR units
www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/VACTEK-LDR.pdf

Als jullie zijn uitgelezen hoor ik weer graag jullie opmerkingen. :-)

Groet,
Bram
Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
blackdog

Honourable Member

Hi,

Ik had het goed in mijn oren geknoopt dat een mede CO gebruiker een week terug een oud document liet zien dat een tip gaf over het onderdrukken van de 3e harmonische bij een driehoek signaal.

Dat bleef maar malen en vrijdag dacht ik er aan dat ik de integrator ook met een limiter kan uitrusten
en dat ik de optimale limiting dan kan instellen met de integrator weerstand die naar de -ingang van de opamp gaat.
Mijn eerste gedachte en ook de eerste test was een diode brug over de inverterende ingang en de opamp uitgang dus parallel aan de integrator condensator.
De diode die over de - en de + van de diode brug zat was, een LM336 in de 2,5V uitvoering, ja dat werkte maar clipte ook vrij hard (wat je vaak wilt).

Maar ik dus niet, alle abrupte overgangen creëren weer hogere harmonische en die wil ik nu net kwijt.
Na een simpel hoofdreken sommetje, veranderde ik de LM336-2.5V in drie in serie geschakelde 1N4148.
Dat maakte de overgang naar het clip niveau een stuk soepeler en hierdoor minder harmonische vervorming.
Nu kon ik daar natuurlijk weerde 3KHZ notch filter achter hangen, maar er is ook een mogelijkheid een Band Pass filter te gebruiken op die positie.
Dat heb ik vanavond gedaan, al was dat eerst weer wat reken en afweeg werk voor nodig...
Ik mocht niet meer opamps gebruiken, dus het kon hierdoor niet meer dan een 2e orde filter worden.
Dan nog even dit, voor de gene die aan temperatuurdrift denken van mijn limiter deel, de variatie in de vervorming is maar klein als de diode drempelspanning varieerd.
De trimpotmeter aan de ingang of de generator die ik even gebruik als 1KHZ Blok signaal zijn in het geheel niet kritisch bij ampliturede variaties, dus daar ga ik verder geen rekening mee houden.
Het hele syncsignaal is al niet krititch wat niveau betreft, wel wat frequentie en ruis/prut betreft en hij wordt nu steeds schoner...

Dus Filter Pro Desktop van TI weer opgestart en met verschillende filter configuraties gespeeld.
Er zitten wat bugjes in deze TI software en het wordt ook niet meer ondersteund, maar ik heb nog nooit een slecht filter er mee gemaakt.
(meeste zijn grafische foutjes)
Bij het filter dat ik wou hebben, was het dus afwegen tussen de demping, zeg maar de Q en de nauwkeurigheid van de componenten die dan nodig is samen met de temperatuur gevoeligheid, de drift dus van het filter.
Wat heb je aan een heel stijl filter die omdat de aarde opwarmt in de zomer naast de 1KHZ staat en de uitgang 6 a 8dB gedaalt is wat uitgangs amplitude betreft.
Voor het geval jullie het vergeten zijn, de 1KHz bron is een hele goed 10MHZ OCXO, die drift niet :-)
Wat ik nu voor deze testen heb gekozen is een Butterworth, max 0,2dB rimpel, Passband Bandwidth van 150 Hz en en gain van 1x.

Bij de uitgang zie je de vervorming staan, deze is veel beter dan mijn eerste schakeling, bereikt door een wat andere opbouw, van 3% vervorming naar 0,076%.
Ik ben er blij mee.
De gebruikte opamp op deze positie is geen NE5532AN meer, maar op het ogenblik zit er een TL072 in.
Dat is omdat de node aan de -ingang van het bandfilter geen lage impedanties ziet, R9 zou aardig wat bias stroomruis kunnen veroorzaken bij gebruik van een bipolaire opamp.
Er heeft ook een mooie OPA2140 in gezeten, maar in de vervorming en ruis zag ik maar weinig verschil, dan is het zonde om zo'n dure opamp te gebruiken.
http://www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/1KHZ-Integrator-Limiter-Bandpass-V2-01.png


De laatste versie van de Virtins software draaid weer op mijn meetcomputer en daar zit nu een extra setting in,
die je in het onderstaande plaatje kan zien, veel meetwaarden in één scherm.
Ik heb maar een klein beetje de instellingen veranderd, als eerste alleen 1-kanaal en in tegenstelling tot mijn andere FFT plaatjes nu op 48KHz sample frequentie.
Zodat goed zichtbaar is dat het eerste stukje met de blok ingang flink straald op het achter liggende deel, de filtering.
Dit is dus de output van het schema hierboven, het 24dB/Oct filter dat er nog achter komt is hier nog niet toegepast.
Als jullie vast willen weten wat de demping van de dit filter zal worden, heb ik de waarde voor jullie even uit het TI programma getrokken voor een indruk.
Voor de volgende vier harmonische zal het signaal alsvolgt extra worden onderdrukt:
2e = -30dB
3e = -45dB
4e = -55dB
5e = -64dB

Als ik het goed genoeg opbouw, zou alle harmonischen beneden de -100dB of beter moeten uitkomen.
Plaatje is klikbaar.
http://www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/1KHZ-Integrator-Limiter-Bandpass-V2-02-klein.png

Ik ga dit filterdeel weer op zo'n China printje solderen en in een stalen doosje bouwen en er dan weer aan meten.
Dan is vrijwel zeker de brom component verdwenen en bij goede opbouw ook veel van de hogere harmonischen, leuk projektje om te testen!
Mijn syncfabriek bereikt dan als het goed is al de harmonische specificaties van mijn Master Wienbrug *grin*

Als ik op hoge resolutie sample, 24Bit, 11Khz sample frequentie en 10x middeling en het Kaiser-4 Window gebuik,
geeft deze instelling de beste resolutie voor het onderzoek van zijbanden van het te meten signaal.
Bij de 1KHz die ik gebruik uit mijn functie generator, gelockt aan de Miedema 10MHz referentie zijn er geen zijbanden zichtbaar...

Dat was het weer voor vandaag, SHOOT!

Groet
Bram
Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
blackdog

Honourable Member

Hi,


Ook al krijg ik het gevoel een roepende in de woestijn te zijn, blijf ik nog even door posten...

Er zijn wat kleine aanpssingen gedaan aan de ingang van de integrator.
Deze dienen er voor de stijle flanken van het bloksignaal een beetje te verwijderen zodat ze verderop in de schakeling minder kunnen storen en de eerste TL072 niet van slag raakt van de flank energie.
http://www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/1KHZ-Integrator-Limiter-Bandpass-V2-03.png

Uitleg integrator/filter schhakeling.
Deze schakeling heeft als doel van een blok signaal uit een 10MHZ OCXO met delers een zeer stabiele 1KHz schone sinus te maken.
Er wordt gebruik gemaakt van twee dual opamps en de eerste dual opamp zal ik nu in de laatste versie van dit schema bespreken.

De integrator die basis bestaat uit R3+R2 en C2 en de eerste LT072 opamp maakt van een blokgolf een driehoek signaal dat later in het schema verder wordt bewerkt.
Er moet aan een aantal voorwaarden worden volldaan om deze opamp goed zijn werk te laten doen, als eerste het DC pad.
Het aangeboden blok signaal gaat van "0V" naar +5V, dat zou ik ook zo kunnen aanbieden aan de linker zijde van R3.
Alleen verschuift dan wel het instelpunt van de eerste opamp en dat kan,
maar ik wou het geheel mooi rond de "0" laten werken, dus zorgt C1 voor de AC koppeling aan de ingang van de integrator schakeling.

Dan is het DC pad rond deze opamp nog niet volledig, ook R4 is nodig zodat gemiddeld het uitgangssignaal ook rond de "0" komt te liggen.
Zonder R4 kan het DC niveau alle kanten op driften door bias en lekstromen, R4 maakt in principe wel de integrator slechter, maar in mijn toepassing is dit niet zo van belang.
Deze schakeling die ik hier bespreek is geoptimaliseert voor de frequentie waarop ik hem gebruik en voor latere omzetting/filtering naar een Sinus.
Integrators zal je zo moeten opbouwen dat voor jouw toepassing je er de optimale specificaties mee bereikt.
Mijn opbouw is dus niet voor allerlei andere toepassingen ook geschikt.

Een basis fout die ik veel tegen kwam bij zoeken met Google naar integrators, is dat de verhouding tussen de condensator,
weerstand, opamp stroom en bandbreedte die nodig is, verkeerd is gekozen.
Als er plaatjes worden getoond van de werking van de integrator die gebruikt wordt voor het omzetten van een blok naar driehoek
en er zitten pieksignalen aan de boven en onderzijde van de driehoek, dan zijn de gebruikte componenten verkeerd gekozen!
En er is zeer goede ontkopeling nodig van de voedingen.

Ik heb hier de volgende afwegingen gemaakt voor deze componenten:
De impedantie van de onderdelen die aan de -ingang van de hangt in verhouding laag in waarde,
maar niet zo laag dat er dus overshoot optreed op het driehoek signaal.
Ook wou ik de integrator weerstand in dit schema, dat is dat R3 en de trimpot R2 niet te laag hebben omdat
hier een low pass filter in aangebracht is zonder gebruik te maken van grote condensatorwaarden voor C26.
De totale waarde van de combie R2+R3 bij de gebruikte integrator condensator van 22nF is ongeveer 6K5.
Het trimmen verschuift natuurlijk wel een beetje het kantelpunt, maar dat is niet van belang bij het gekozen kantelpunt van rond de 30Khz.
Dit kantelpunt zorgt er dus voor dat er geen signalen in de opamp kan komen, die de opamp niet goed kan verwerken.

De verhouding tussen R2+R3 hier ronde de 6,5K en de 22nF condensator bepaald bij 1Khz de PiekPiek waarde aan de uitgang van de opamp.
Deze waarde is zo gekozen dat de "brug limiter" goed zijn werk kan doen en dat aan de uitgang een signaal staat dat groot genoeg is voor verdere bewerking en dat ik iets meer dan 1V RMS aan de uitgang van de totale schakeling krijg.
Ook heb ik rekening gehouden met het tweede low pass filter R6 en C3 die ook wat demping geven.

De trimpot R2 in het schema wordt zo ingesteld dat aan de uitgang van de integrator opamp er zo min mogelijk vervorming optreed.
Deze trimfunctie is vrij breed, dit komt door het aantal dioden waar ik voor gekozen heb en een klein beetje door R5 van 100Ω
Zowel de positieve piek als ook de negatieve piek van het driehoek signaal ziet 5 diode drempels in serie,
waardoor het clippen van de driehoek enigzins soepel verloopt wat de vervorming ten goede komt.

De uitgang heeft nog een 6dB/oct low pass filter zoals net nog even aangetipt, eventuele HF signalen die er dan toch nog aanwezig waren, worden hierdoor gedempt.
Als het 24dB/Oct er achter zit, kijk ik nog even of het kantelpunt nog een beetje omhoog kan zonder dat de vervorming te veel toe neemt.

Dan komt de tweede opamp, de ingangsweerstand zou volgens de TI filtersoftware ongeveer 104K moeten zijn,
ik heb daar een beetje vanaf gesnoept voor het extra low pass filter, dus R7 is hier nu 102K.
De gebruikte 10nF condensatoren in het bandpass filter zijn geen speciale typen maar wel uitgezocht binnen 0,5% met de RCL meter.
Met mijn 1% weerstanden zat ik maar een paar Hz naast de optimale 1000Hz waarop dit filter was uitgerekend.
Doordat ik in mijn eerdere post al had aangegeven dat ik de Q van het filter niet te hoog heb gekozen, kan je het filter +-10Hz afwijken zonder dat dit te veel de amplitude aantast.

Ik kwam nog achter wat extra eigenschappen van mijn meetinstrumentarium, de ruisvloer van mijn Hameg HF2525 rond de 1KHz is duidelijk hoger dan de 16-Bit Siglent generator.
Daar kwam ik achter tijdens de hoge resolutie metingen bij het zoeken naar de zijbanden die er niet zijn zoals bij de Wienbrug oscillator.

Verder is dit meetinstrument ook een mooi leerproject voor mij, samen met de mooie geluidskaart en de Virtins software.
De verschillen zijn groot tussen de zes FFT sofware pakketjes die ik gebruik, Virtins bevalt mij op het ogenblik het best.
Dit pakket heeft vele Windows typen en een tiental ingebouwde macro's waardoor je snel kan meten.

Het Kaiser-4 window geeft je de mooiste resultaten als je b.v. naar de voet van het 1KHz signaal wilt kijken (de kleinste bandbreedte zonder te veel artefacten).
Ook is de middeling en het aantal bins dat je wilt gebruiken zeer uitgebreid bij Virtins.
Arta is voor nu een goede tweede plaats toegedeeld.

Het is tijd om te bouwen!

Groet,
Bram

4-11-2018 20:30
Foutjes en taalfouten zover ik ze gezien heb verwijderd...
Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
Jinny

Golden Member

Bram, ik lees trouw mee..
Buig eerbiedwaardig mijn hoofd.
Hoe doen vrouwen op TV dat toch? Wakker worden met prachtig glanzend haar en mooi gestifte lippen..... Wanneer ik wakker word heb ik een coupe 'Leeg geroofd vogelnest' en een incidenteel straaltje kwijl..
Ha blackdog,

Weer even tijd genomen om de update te lezen.
Nu ben ik (in eerste orde benadering) de draad even kwijt :? :+ op een rijtje gezet je begint met een blok daarna een driehoek dit om de (oneven) harmonische sneller te laten afnemen dat is helder.
Maar.... dan gebruik je een harde begrenzer zodat er weer een gemodificeerde blok ontstaat :S
Nu is je begrenzer door R5 niet een volledige harde begrenzer maar ik weet niet of je er iets mee opschiet ik ga er vanuit dat je een en ander gemeten heb achter dit trapje.
Het kan wel een positieve invloed hebben op de ruis.

Ik zou eerder een soft begrenzer gebruiken of eigenlijk helemaal niet op die plaats.
Het is analoog wel mogelijk om de blok dusdanig te modificeren zodat de harmonische een +60dB onderdrukt worden.
Je kunt de blok in een paar registers duwen en de verschillende uitgangen (fase) bij elkaar tellen.
Ik weet niet of dit voor een frequentie handig is je filters doen goed hun werk.
Iets anders wordt het als je de frequentie wil afstemmen in een band dan zijn tig filters geen oplossing.
Maar ook dit is een afweging :)

Groet,
Henk.
Everything should be as simple as possible, but not simpler.
Op 3 november 2018 22:42:02 schreef blackdog:
Hi,

Ik had het goed in mijn oren geknoopt dat een mede CO gebruiker een week terug een oud document liet zien dat een tip gaf over het onderdrukken van de 3e harmonische bij een driehoek signaal.


Groet
Bram


Ik wou vorige week al antwoord dat dit oude document een eerste aanzet was tot wat later een "sine shaper" verworden is.(een string diodes ) Je bent goed op weg, want ik zie het aantal diodes langzaam maar zeker toenemen . :-p
Op 4 november 2018 15:06:09 schreef blackdog:
Hi,


Ook al krijg ik het gevoel een roepende in de woestijn te zijn, blijf ik nog even door posten...


Keep it coming, vind het fascinerend om het ontwerpproces zo te volgen. Misschien een blog in het Engels starten zodat meer mensen ervan mee kunnen genieten? :-P
A byte walks into a bar and orders a pint. Bartender asks him "What's wrong?" Byte says "Parity error." Bartender nods and says "Yeah, I thought you looked a bit off."
blackdog

Honourable Member

Hi Henk,

De begrenser is niet hard, ik maak gebruik in het laatste schema van de diode brug samen met de 100Ω weerstand.
Lees ook het document van CO user 575 op 9 oktober in dit topic over het begrensen van een driehoek signaal om de derde harmonische te onderdrukken.

Mijn toepassing werkt met één enkele frequentie, zoals aangegeven op 1KHZ.
(ja ik denk er aan later ook 10KHz toe te voegen met een eigen filtertrein en AGC)

Wat ik hier laat zien is een reis naar een ontwerp met een 1 en 10V uitgangsspanning bij 1KHZ.
Ik ben natuurlijk van wat aannames uitgegaan bij het opstarten van het ontwerp en wijk daarvan af als nodig.

Het doel is een sync signaal dat een zeer goede Wienbrug aanstuurd, aldoende leer ik van het opsetten van delen van de schakeling.
Als je kijkt wat ik nu met vrijwel de zelfde hoeveelheid onderdelen al voor elkaar hebt gekregen bij de sync trein dan kan ik als ik een paar
dingen achterwegen laat van mijn uitgangspunten, dan kan met het goed gekozen 24dB/Oct filtering al bijna al mijn doelstellingen behalen.

Ik zie de opset in principe als twee aparte delen die ik bij elkaar breng om mijn uitgangs doelstellingen te bereiken.
Beide delen zijn wat mij betreft ook los te gebruiken voor een aantal toepassingen.

Even wat betreft de integrator, ik heb ook de integrator condensator uit het circuit getrokken :-) het wordt dan weer een blok versterker...
Maar de vervorming gaat ongeveer 15x omhoog met de filtering nog steeds aangesloten.
Hier is zichtbaar hoe de uitgang van de integrator er uit ziet met de diode limiter.
http://www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/1KHZ-Integrator-Limiter-Bandpass-V2-04.png

Dit is na de simpele 6dB/Oct R6 en C3, alle RF energie is hier nu wel weg, de ander filters doen de rest.
http://www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/1KHZ-Integrator-Limiter-Bandpass-V2-05.png

De hele opset van de sync fabriek is om met zo min mogelijk onderdelen, twee dual-opamps een schoon sync signaal op te bouwen.
Maar door het onderzoeken/nadenken/testen kan ik nu zeer goede resultaten laten zien die ver voorbij mijn eerdere eisen liggen.
Schiet ik daarmee te ver door, niet in mijn ogen, ik vind dit leuk, leer er veel van en het is zo goed geworden dat het ook voor andere toepassingen geschikt is.
Natuurlijk kan je ook twee 24dB/Oct achter elkaar zetten om van de blok een sins te maken, maar dat vind ik niet leuk :-)

Vele wegen naar Rome, zoals BlackRoman Pic Sinus generator met een lowpass filter enz, enz.
De nu gebruikte limiter schakeling is eigenlijk een versimpeld model van de diode limiter die veel in oude functie generatoren gebruikt werd.
Deze hebben meerdere diode limiters met aparte limiter niveau's om uiteindelijk een redelijke sinus te krijgen, meestal rond de 0,5% THD vervorming, maar dan wel breedbandig en dat is mijn schakeling niet en ook niet nodig voor mijn toepassing.

Groet,
Bram
Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
Ha blackdog,

Dank voor de snelle reactie :) ik heb gezocht naar aanleiding van de opmerking van @kris van damme maar ik kon geen post van Kris vinden.
Maar ik begrijp nu dat het document afkomstig is van @575 het betreffende boek heb ik hier in een doos zitten nog geen kast :(

In ieder geval een interessant draadje waar veel tijd en moeite in wordt gestoken om mede COers een leidraad te geven hoe een project te beginnen en het verloop tot een goed einde te brengen.

Mijn opmerking betreffende de semi harde begrenzer is dan ook meer bedoeld om de neven effecten te belichten.
Als het alleen gaat om de derde harmonische zonder filter er achter weet ik niet of dit wijs geweest zou zijn.

Bij een driehoek golfvorm liggen de amplitude van de harmonische 1/n^2 dit betekend voor de derde harmonische 1/3x3 = 0.1111 en voor de 5e harmonische 1/5x5 = 0.04.
Voor een blok golfvorm liggen de amplitude van de harmonische 1/n dit betekend voor de derde harmonische 1/3 = 0.3333 en voor de 5e harmonische 1/5 = 0.200.
De vijfde harmonische van een blok weegt veel zwaarder dus de uiteindelijke winst overall valt te bezien.
Nu is het wel zo dat er niet een echte blok ontstaat door de begrenzer maar de opmerking van @kris van damme moet toch iets genuanceerd worden bekeken ;( .
Een sine shaper bestond vroeger uit een aantal diodes en een weegnetwerk zodat elke diode op een ander niveau in geleiding komt waardoor de sinus golfvorm opgebouwd kan worden.
Ik maak soms ook van deze functie gebruik alleen gebruik ik een OTA.

Zoals je zelf al heb aangegeven er zijn verschillende wegen die van jou is er een ik maak liever gebruik van een vooraf vervormde golfvorm zodat ik uiteindelijk een mooie sinus af kan afleveren alle harmonische termen zijn te construeren en als je ze dan op de juiste manier bij elkaar optel krijg je voor 1kHz en 10kHz een THD van 0.0004%.
Als er geen gebruik gemaakt kan worden van digitaal kan dit ook analoog zonder filters.

Groet,
Henk.
Everything should be as simple as possible, but not simpler.
Ha blackdog,

Nog even een berekening gedaan aan een simpele sine shaper.
Ik ben uitgegaan van +/- 2.5V en een belasting van 10kΩ



Geen actieve componenten kan je redelijker wijs overal tussen plaatsen.

Groet,
Henk.
Everything should be as simple as possible, but not simpler.
Je 'vergeet' de blokgolf naar driehoek omzetter.
Bezoek mijn neefjes' site: www.tinuselectronics.nl
Op 9 oktober 2018 20:02:10 schreef 575:
hi Blackdog,

bij het lezen van de intro van je nieuwe project moest ik denken aan een schakeling die ik ooit gezien had in het boek Instrumentele Elektronica van Klein & Zaalberg van Zelst.
Ik heb het boek even voor je opgezocht, zie bijlages.
Als je een driehoek op de juiste waardes clipt, dan wordt de 3e harmonische volledig onderdrukt. Je hoeft geen notch te tunen, deze schakeling is frequentie onafhankelijk.

groeten,

Ite


electron 920. ter info, mijn reactie verweess naar deze post en de artikel link erin
Ha ohm pi,

Ja ik denk dat ik nog wel meer vergeet :+ maar ik wilde alleen eens kijken wat zo'n clipper doet aan vervorming.
Wat ik beken heb is als je gebruik maak van een simpele netwerk in de vorm van een diode clipper er een platte top ontstaat hetgeen Bram ook laat zien.
Dit betekend dat er 5e, 7e, enz harmonische ontstaan en je beter af ben om er nog op een tweede level een clipper bij te plaatsen en er een semi sinus van te maken.

In het ontwerp van @blackdog is er gekozen om er een actief filter achter te plaatsen dat is uiteraard ook een mogelijkheid.
Maar.... vergeet niet dat een filter alleen voor de buitenwacht mooi is in je schakeling zijn deze vervormingsproducten nog steeds aanwezig en worden heel vaak via de terugkoppeling aan het ingangssignaal toegevoerd.
Hierdoor ontstaat intermodulatie door het verschil van een 3e en een 2e harmonische ontstaat een intermodulatie product van 1kHz en valt dus terug op je gewenste signaal dat zie je zomaar niet maar verslechterd je CNR.

@kris van damme,

Dat heb ik begrepen maar ik was opzoek naar jou post |:( even niet goed begrepen.
Dat boek waar @575 naar verwijst heb ik van de TUE daar staan duidelijke begrippen in.

Groet,
Henk.
Everything should be as simple as possible, but not simpler.
blackdog

Honourable Member

Hi,

Ik heb Henk zijn diode schakeling op een breadboard geprikt om te kijken hoe goed het werkt.
Hieronder twee plaatjes van metingen, de eerste is een scoop plaatje en geel is het driehoek signaal uit de functie generator.
Blauw is de uitgang van Henk zijn diode schakeling en groen is de AP THD meting residu, let weer niet op de schaal van de groene trace.
Maar wel even tellen welke harmonische hier nu het sterkst is :-)
http://www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/Henk-Diode-Limiter-02.png


En hier wordt de vervorming aangegeven door de AP meetset, alles beneden de middelste horizontale lijn is niet van belang.
De diode schakeling verkleint de THD van een driehoek van rond de 12% naar rond de 1,2% een factor 10 verbetering.
http://www.bramcam.nl/NA/NA-1KHz-Ref/Henk-Diode-Limiter-01.png


Het toegevoerde signaal en de weerstanden heb ik een beetje gevarieerd om de laagste vervorming hier te kunnen laten zien.
Nu weer even een klant helpen, daarom geen tijd om een FFT plaatje te laten zien, misschien heb ik vanmiddag daar even tijd voor.

Groet,
Bram
Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"