Transistor voorversterker met goede eigenschappen.

blackdog

Golden Member

Hi,

Vanmiddag de eerste opset gedaan voor het voedings gedeeldte voor de twee versterker trapjes.
Ik ga uit van rond de 110mA stroomverbuik, dat zijn de twee versterker trapjes en het mute relais en wat ander klein spul.

Een paar eisen, het liefst geen gekke onderdelen :-) ik was begonen met een LM317HV maar die begint voor de meeste mensen wat lastig te worden om hem te kopen.
Dus de tweee versie van de voedings opbouw is weer een "normale" LM317 geworden door gebruik te maken van een trucje.

De soort versterkertrapjes die ik gebruik staan nu niet direct bekend i.v.m. hun goede onderdrukking van storing op de voedingslijn.
Dus dit vereist extra aandacht, en het een en ander zit nu verwerkt in het eerste complete schema dat hieronder staat.

http://www.bramcam.nl/Trans-Amp-V7-Schematic-PSU-01.png

Laten ik links beginnen bij de trafo, EI kerntje van 6VA en een 2x18V wikkeling.
Wat onderdelen nu nog R7 en C6 tegen ratelen en dan een standaard brugcel van 1-Ampere.

C1 van 1000uF een serie weerstand van 10Ω en 1-Watt en dan de tweede 1000uF condensator.
Op de tweede condensator zijn alle hogere harmonische praktisch weg,
de rimpel zier er als een sinus uit met een waarde bij 125mA teststroom van 28mV RMS.
Deze 28mv RMS vind ik nog wat te ruim als je naar de eigenschappen van een LM317 kijkt betreffende de brom onderdrukking bij 50 en 100Hz.
Ik wil dus dat wat de LM317 krijgt aangeboden schoner is.

Denk de Zener van 6,2V even weg net als R3 en dan heb je een standaard schakeling om brom spanning weg te filteren met een Darlington zoals hier de gebruikte TIP142.
Alleen zit je dan met het probleem dat de ingangsspanning voor de LM317 nog steeds te hoog kan worden.
Er valt ongeveer 2V over de TIP 142 en bij het opstarten als de trapjes zich nog niet hebben ingesteld is de belasting laag en staat er ruim 50V op de buffer elco's.
Dus door een bootstrap truc met de 6,2V zener ziet de basis van de Darlington een hele schone spanning. :-)
De ingansspanning ban de LM317 wordt dan de bootstrap Zener waarde min de Ube van de Darlington welke 1,2V is,
Dus de ingang van de LM317 krijgt hierdoor ongveer 5V meer spanning aangeboden dan dat er normaal op de uitgang staat.

Oja R4 zorgt er voor dat de Darlington niet gaat schreeuwen op willekuerige frequenties.

De Darlington zal nu ook een deel van de dissipatitie voor zijn rekening nemen, hoeveel hangt af van mijn testen en Zenerspanning en de trafo spanning.
De kans is groot dat ik naar 4,7V voor de zener toe kan, bij de rond de 110mA max stroom.
Dit i.v.m. de minimale dropout spanning die de LM317 nodig heeft.
Ik hoef geen rekening te houden met rimpel aan de ingang van de LM317, want die is al zijn nek omgedraaid :-)

Vanavond of anders morgen laat ik wat performancetesten zien en waarschijnlijk ook een aangepast schema.

Shoot @ it!

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"

De LM317 Heeft zoals ik het begrijpt geen maximum spanning voor de ingang zolang Vi-Vo maar niet groter is dan 40V. Met een Vo van 30V zou Vi dus zelfs 70V mogen zijn.

Maar voor de rest wel een hele mooie truck om zo de dissipatie van de LM317 tot een minimum te beperken en zo ook te zorgen voor extra rimpel onderdrukking.

blackdog

Golden Member

Hi Benleentje, :-)

Denk eens aan het volgende, alles is uit en je schakeld de voorversterker in.
Buffer elco's zijn snel vol, maar de elco over de basis weerstand die de spanning van de LM317 insteld, doet er langer over om geladen te worden.
Dit kan een te hoge spanning over de LM317 geven tijdens het inschakelen.

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
blackdog

Golden Member

Hi,

Weer wat metingen gedaan aan het getoonde schema om een indruk te krijgen van de stoorniveau's.

http://www.bramcam.nl/Trans-Amp-V7-Schematic-PSU-02.png

De gemeten waarden zijn bij een opgenomen stroom van 98 mA, ik wou geen dummy load gebruiken, omdat die bij ruismetingen nog wel eens storen.
De rode waarden zijn in uV en de rode waarden in mV.

Het blokje aan de rechter zijde van het schema is het kanaal moduul en dat heeft een 4,7Ω weerstand en een 220uF condensator.
Deze componenten brengen de ruis uit de LM317 nog 8x omlaag naar de 7,5uV die ik hier meten, maar die meting was knap lastig door de open opset en de wat lange meet draden.
Ik ben tevreden met de ruis/stoorwaarden die ik gemeten heb, dus wat dat betreft voldoet deze opset.

De volgende testen zullen de zener waarde zijn en ook de dropout spanning die hier bij hoort.
Daarna kan ik gaan bepalen of 30V trafo ook toepasbaar kan zijn i.p.v. de 36V trafo die ik nu gebruik.
Dit om het vermogen dat verbruikt te beperken.

Na deze metingen ga ik het relais circuit ontwerpen.

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"

Dat is wel een omvangrijk schema, ik heb vroeger eens soortgelijk schema gemaakt om een regelbare 90V te hebben en dat stond op een 3/4 eurokaart, rimpel was toen van minder belang.
Het werkte toen goed maar sta nu wel te kijken van de cijfers, had daar toen geen flauw idee van.. mijn LBO scoopje was niet zo handig.

LDmicro user.
blackdog

Golden Member

Hi MGP, :-)

Wat vind je omvangrijk aan dit schema?
Er zijn maar een handvol onderdelen extra gebruikt buiten de standaard gelijkrichting en de standaard LM317 schakeling.
Vind je het soms te onduidelijk getekend?

Als ik een "Floating LM723" schema zou hebben gebruikt, dan was het onderdelen aantal vrijwel gelijk als wat ik nu laat zien.

Ik heb ook nog nagedacht over een standaard drie transistor 30V voeding, maar toch gekozen voor het schema dat ik hier heb laten zien.
Dit is in mijn ogen simpel van opset met standaard onderdelen en zeer goede performance.
De TIP142 kan ook vervangen worden door een wat kleinere Darlington, maar deze is goedkoop en werkt verder goed in dit schema.

De LM317 word maar een beetje warm, daar het te dissiperen vermogen maar rond een half Watt zit.
De TIP140 dissipeerd het meeste vermogen hierover valt bij de trafo die ik nu gebruik en de aanwezige netspanning van 226V rond de 8,5V bij de 100mA
stroom die door mijn belastingweerstanden gaat, is dat bijna 0,9-Watt.

De truc met de zener en de Darlington is niet van mij, in verschillende schema's van Harrison en HP voedingen kan je soortgelijk schema opbouw zien.
Meestal werd het toen omschreven voor dissipatie begrenser van de eigenlijke regel transistor.
Wat nu mijn Darlington is was toen een goedkope trage transistor en voor de echte regeltransitor konden ze dan een sneller model nemen dat minder hoefte te disiperen.

Ook bij de hoogspannings voedingen van Harrison en HP paste ze deze schakeling opbouw toe, later ging je dit steeds minder zien
en ik denk dat dit was omdat er steeds betere power transistoren op de markt kwamen.
De tijd waar ik hier over spreek van eind 1950 tot eind 1960.

Voor grote vermogens ga je veel energie verliezen omdat je dropout spanning van het geheel vrij groot is,
maar omdat het hier om niet meer dan 3 a 4-Watt gaat, is deze schakeling opbouw volgens mij goed toepasbaar.

In princiepe komt de prut(stoorsignalen) uit het 230V net nooit aan de 30V uigang terrecht, door deze speciale opset.
Er is alleen ruis zichtbaar uit de LM317 en er is geen brom te dedecteren op de 30V uitgang.

Morgen zet ik de schakeling op een stukje groene China print en dan kan ik nog wat beter(dieper) meten, just for fun :-)

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"

Op 18 augustus 2019 23:09:21 schreef blackdog:
Wat vind je omvangrijk aan dit schema?

Tja wat is omvangrijk..

Toen ik deze quasi identieke schakeling bouwde waren dat elko's van 150V en die waren toen een heel stuk groter, als ik nu een 1000µF/63V bekijk zijn dat dwergen maar toch, in vergelijking met de preamp daarboven getekend is die voeding van redelijke grote afmetingen.

Let wel, ik doe niks af van de kwaliteit van beide schakelingen.
Zou een LM317 met een 24V trafo als voeding niet even goed zijn? de rimpelonderdrukking van die LM317 is toch heel goed te noemen en 110mA is nu niet zoveel om alles in goede banen te leiden.

Bij ontwerpen is het altijd afwegen wat je wilt bereiken en tegen welke prijs.
Maar toegegeven we zitten niet op dezelfde golflengte op dat gebied ;)

LDmicro user.
blackdog

Golden Member

Hi MGP, :-)

Ik had gaande weg de eventueele toepassing van deze schakeling aangepast richting een HiFi voorversterker.
Als je dan uitgaat van dat er minimaal 2V RMS THD arm uit moet komen dan zal je met de 2 transitorschakeling toch richting de 30V voeding moeten gaan.
Waarom 30V, je hebt maar 2V RMS nodig voor vrijwel iedere eindversterker?
Ook hat ik gesteld dat ik de goede eigenschappen tot zo'n 5V RMS aan de uitgang wil hebben bij een redelijke belasting.

En ja, ik doe ook testen bij 24V als voeding maar dan is het toch niet zo mooi meer bij verschillende belastingen en over het hele audio frequentie gebied.

Dus de voeding specificatie is uiteindelijk vastgelegt op +30V.
Ik had al eerder aangegeven dat een twee transistor versterker trapje nu niet het voorbeeld is van goede onderdrukking van stoorsignalen op de voeding en daar zal je rekening mee moeten houden al ontwerper.

Ik had mijn best gedaan om de twee transistor versterker zo vervormingsarm en ruisarm mogelijk te maken
en dan is het niet zinnig dit weer het raam uit te gooien door een voeding die niet schoon genoeg is.

Het schema waar je aan refereerd in je link is eigenlijk gelijk van opset, alleen bedoeld als regelbare voeding, maakt voor de kwaliteit echter niet uit.
Wat "jouw" schema wel heeft en de mijn schema nog niet(ik denk daar nog over na hoe) is een kortsluitbeveiliging.
Als ik de trafo als type heb vastgelegt ga ik kijken of ik hiervoor de netzekering die er toch in komt voor kan gebruiken.
Maar dat legt dus nog niet vast.

Jouw opmerking over een gewone LM317 schakeling ook moet kunnen kan ik alleen maar beantwoorden dat dit niet zo is.
Jouw voorstel met 24V trafo gaat niet werken om een 30V voeding te maken, basis vuisteregel voor voedingen tot zo'n 50V uitgangspsanning is deze,
de trafo moet zeker onder vollast 2V AC meer leveren dan de maximale DC uitgangsspanning onder vollast.
Die 2V AC meer zal zelfs nog meer worden als je de minimale netspanning gaat aanhouden die de netbeheerder steld.

Wat de elco's betreft.
Met opset is de bufferelco gesplits in twee stuks van 1000uF, weerstand R1 van 10Ω en C2 van 1000uF vormen een lowpass filter van rond de 16Hz.
Dit zorgt er voor dat samen met de eigenschappen van de EI kern en aparte kamers voor de 230 en de 2x 18V wikkeling
er eigenlijk geen stoorsignalen met hoge frequentie in en door de voeding kunnen komen.
De rimpel op de tweede bufferelco C2 is hierdoor nu sinus vormig.

De LM317 doet gemiddeld 70dB aan onderdrukking van stoorsignalen die zich aan de ingang bevinden maar de onderdukking begint bij 1KHz al flink te dalen.
Maar ik wou een brom en ruisarme voeding voor mijn versterker trapjes omdat deze trapjes dus voedingspanning gevoelig zijn door hun opbouw.
Kijk een naar de opbouw van een goede opamp, het grootste deel van het silicium wordt gebruikt,
om de interne schakeling zo ongevoelig mogelijk te maken voor voedingspanning variaties.
je breekt je nek over de vele stroombronnen en referentie spanningen die in die schaklingen zitten. :-)

Dan hebben we nog R2, C3 en R3.
R2 en C3 is weer een lowpass filter om de stroom die nodig is voor de basis van de TIP142 zo schoon mogelijk te maken en je moet ook de andere kant op kijken.
Dat is dat de rimpel die daar nog zou staan door R3 via de 6,2V zener ook naar de uitgang gaat.
Door het lage kantelpunt van 4K7 en 100uF van dit filter ongeveer 0,4Hz is de basisstroom voor de Darlington zeer schoon
en kan hierdoor ook geen stoorspanning injextie op de uitgang vande LM317 leveren.
Je het een spanningsdeler door R3 van 4K7 met de zener impedantie in serie welke klein is t.o.v. R3 en de uitgangs impedantie van de LM317.

Aan de rechter zijde staat als blok dus het linker of rechter kanaal afgebeeld, met als enige twee componenten de 4,7Ω weerstand met de elco C8 er achter.
De voeding moet bij ieder trapje toch goed ontkoppeld worden voor goed dynamisch gedrag
en dan helpen deze twee componenten ook nog bij de ruis uit de LM317 die er altijd nog is, deze met ongeveer een factor vier te verlagen.

Dus dan heb ik een performance bereikt die vrijwel gelijk staat met een accu voeding maar wel met een veel stabielere 30V.
Door wat extra aandacht aan de voedingspanning krijgen de versterker trapjes een heel mooi schoon dieet. :-)

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"

E:/

Op 19 augustus 2019 11:31:47 schreef blackdog:
De rimpel op de tweede bufferelco C2 is hierdoor nu sinus vormig.

De LM317 doet gemiddeld 70dB aan onderdrukking van stoorsignalen die zich aan de ingang bevinden maar de onderdukking begint bij 1KHz al flink te dalen.
Maar ik wou een brom en ruisarme voeding voor mijn versterker trapjes omdat deze trapjes dus voedingspanning gevoelig zijn door hun opbouw.

Als je toch zo zit te zoeken naar het laatste stukje ruis ;) vraag ik mij af of die 6.2V zener geen roet in het eten gooit, je verbindt namelijk de ingang met de uitgang en zeners zijn op zichzelf al niet ruisarm en daarmee omzeil je ook voor een stuk de LM317.
Het was maar een gedachte, uw meting zeggen anders en dat verwonderde mij ook.

Edit: en zit er in bovenstaande geen beetje tegenspraak? als de spanning op de 2de bufferelco al zo goed is dan is de verslechtering van die lm317 vanaf 1kHz toch geen punt.
Maar ik doe geen metingen, stel mij alleen maar vragen na uw "Shoot @ it!" ;)

LDmicro user.
blackdog

Golden Member

Hi MGP,

De zener ziet aan de basis van de Darlington een hoge impedantie, dan wordt het moeilijk om de stroomruis te injecreren.
Laten we voor de test eens een hoge waarde van 0,1Ω voor de LM317 en zijn uitgangs condensator nemen.

De Zener impedantie is lag t.o.v. de 4K7 weerstand en de ingebouwde basis weerstaden van de Darlington.
De te testen diode van het zelfde type heb ik aangesloten op een van mijn DMM's op de diode en ohm stand en er 1mA en 5mA door heen laten lopen.
Bij 20KHZ bandbreedte meette mij Audio precision meetset 8,2uV over de diode bij 1mA.
Bij 5mA was dit nog maar 4,3uV bij de zelfde bandbreedte en deze stroom komt meer in de buurt van de reële waarde van de schakeling.

Door de hoge impedantie aan de rechter zijde van de Zener t.o.v de uitgangs impedantie van de LM317 regelaar en condensator,\
valt de geinjecteerde ruis van de Zener ruim beneden de ruis van de LM317.

Rond de zener waarde die ik ga gebruiken, is de ruis trouwens minimaal, ga je nu naar 12V toe als zener waarde dan is dat substantieel meer dan de waarde die ik hier meet.
Er is wat mij betrteft dus geen probleem met de ruis die de Zener opwekt.

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"

Op 19 augustus 2019 12:50:33 schreef blackdog:

De zener ziet aan de basis van de Darlington een hoge impedantie, dan wordt het moeilijk om de stroomruis te injecreren.

Dat vind ik raar omdat de zener constant stroom voert, alles wat op de bufferelco staat zie je op de uitgang zou ik denken.
Maar ik ga er mijn tanden niet op stukbijten want ik ben teweinig onderlegd in ruisaangelegenheden.
De metingen beweren uw gelijk en daar zullen we maar op houden :)

LDmicro user.
blackdog

Golden Member

Hi MGP,

Ik heb geen problemen met je opmerkingen :-)

Als ik er voor kan zorgen dat de basis sturing voor de Darlington echt schoon is met twee extra compunenten, dan plaats ik deze.
Ik ben absoluut geen ontwerper die voor de industrie werkt waar iedere onderdeel bekeken wordt of het er niet uit kan.
Dat voelt bij mij aan, als of je tegen Rembrand zou zeggen: koop je verf maar bij de Primarkt, lekker goedkoop.

Zoals je misschien wel hebt opgemerkt ga ik voor performance met zo min mogelijk onderdelen. :-)
Maar performance staat voorop bij mij.

Waarom zou je jezelf als ontwerper dan druk maken om R2 en C3 die je Darlington basisvoeding mooi schoon maken, als het om een paar stuks gaat die je gaat maken?

De Zener stroom loopt door R3 en de uitgang van de LM317 de impedantie van R3 || aan de inwendige weerstanden van de Darlington zal ongeveer 3K totaal maken,
De 20Ω van de Zener impedantie samen met het lage ruis niveau maken een mooie demping voor de Zenerstroom richting de LM317 uitgang.

De ruis die aan de basis van de Darlington staat wordt ondermeer gedempt door de elco C4 en de onderdrukking van deze signalen door de LM317 zelf.
Ik hoop dat dit het wat duidelijker maakt.

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"

Op 19 augustus 2019 13:33:32 schreef blackdog:
Ik hoop dat dit het wat duidelijker maakt.

Niet helemaal, maar dat geeft niet ;)

LDmicro user.

de trafo moet zeker onder vollast 2V AC meer leveren dan de maximale DC uitgangsspanning onder vollast.

Ik breek hier mijn hoofd over wat je bedoelt. En daarmee bedoel ik het voelt als appels met peren vergelijken :).

blackdog

Golden Member

Hi benleentje,

Neem een 24V DC output lineair voeding, dan ga je er als vuistregel vanuit dat je trafo spanning 2V AC hoger ligt dan de DC uitgangs spanning.
Een 24V AC trafo, na geluikrichting, de Ri van de trafo, samen met dropout spanning van de regelaar, rimpel elco's en minimale netspanning verlangen dit ongeveer. :-)

Dit is een vuisregel die ik aanhou, je kan er natuurlijk vanaf snoepen door een "Low Drop" regelaar te nemen, active gelijkrichting met MOSFets, enz enz.

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
blackdog

Golden Member

Hi,

Vandaag is er nog wat materiaal binnen gekomen waaronder twee type trafo's en nog wat PN2222a transistoren.

De twee trafo's die vandaag binnen waren gekomen samen met de trafo waar ik mee als getest heb zijn flink aan de tand gevoeld.
Ik wou weten wat nu de gemeten verschillen zijn tussen de trafo modellen zoals een vlak trafo en ee nstandaard EI kern trafotje.

De gemeten waarden staan in het onderstaande klikbare plaatje.
Het bovenste trafotje van 6VA, is de gene waar de eerste testen mee zijn gedaan voor het voedings ontwerp.
dat is 2x 18V bij 2x 166mA en het merk is mijniet helemaal duidelijk EiA? en ik weet ook niet meer waar hij vandaan komt.

http://www.bramcam.nl/3x-Trafo-Klein.png

De middelste en de onderste trafo, beide 2x 15V voldoen goed, waarbij de onderste de laagste Ri heeft bij de maximale belasting
die in dit projectje niet bereikt zal worden, daar dit max. 110mA wordt door de relais en een 12V regelaar.

De verschillen tussne de twee 10VA trafo's zijn te klein om op Specs te kiezen, dan zou het veld nog een rol kunnen spelen
en ook de inbouw hoogte als het kasje klein zou zijn.

De bovenste trafo, dat is het 2x 18V bij totaal 6VA is dus te klein voor mijn toepassing, 7.3-Watt uit het trafotje halen is niet echt netjes voor langere tijd. :-)

Ik hoop dat dit ook informatief voor jullie was.

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
maartenbakker

Special Member

"The mind is a funny thing. Sometimes it needs a good whack on the side of the head to jar things loose."
blackdog

Golden Member

Hi,

maartenbakke en deKees dank voor de info! :-)

Ik heb wat testen gedaan vanmiddag, ondermeer aan de potmeter, welke een ALPS is van dit type: RK27112-LOG10K
Zelf tot -70dB blijft hij binnen 1dB, vanaf -60 is dat bijna over het hele bereik binne 0,4dB, dit is dus zeer goed!
Deze potmeter is met deze mooie waarden ook geschikt voor een Wien Sinus Oscillator...
De pennen 1 en 3 zijn doorverbonden en waren aangesloten op de generator van mijn Audio Precision (AP) meetset.
De genrator in deze meetset stond op 1KHz ingesteld, met 10V RMS aan de uitgang.

De twee meetingangen van de AP waren aangesloten op de pinnen-2 van deze potmeter.
De AP ingangen stonden ingesteld op "Level" functie en op dBr, dus dB relatief, zodat bij de potmeter volledig naar rechts gedraaid, dat beide kanalen "0dBr" aan gaven.
Daarna naar links gedraaid en steeds bij 10 dB lager gekeken wat de verschillen waren, natuurlijk ook een paar willekeurige draaien gegeven om dan de verschillen te zien.
Petje af voor deze potmeter, maar ik heb geen idee of de goede waarden voor iedere portmeter van deze waarde geld van dit type.
http://www.bramcam.nl/ALPS-10K-Log.png

Omdat de uitgang van de voorversterker zeer schoon is, dacht ik aan een hoofdtelefoon uitgang met losse transistoren
en wel special de Diamond-Buffer setup, welke bij verschillende fabrikanten in IC vorm te koop.

Na wat oriëntatie via en zoekmachienes kwam ik bij de website van TubeCad terecht en heb de diverse buffervoorbeelden bestudeerd.
Ik ben gaan testen met wat voorbeeld schakelingen.
hieronder de websitelink waar ik het voorbeeld wat ik gebruikt vandaan heb gehaald.

http://tubecad.com/2010/05/blog0187.htm

Alles wat je op die website ziet is de pure basis, er is geen enkele ontkoppel condensator zichtbaar en er is ook weinig aandacht besteed aan HF stabiliteit.
Ik heb een van de schema's aangepast zodat ik goede performance had
Dat ziet er voorlopig zo uit.
http://www.bramcam.nl/Hoofdtelefoon-01.png

Tot zo'n 45mA ruststroom is er 1V RMS mogelijk bij 33Ω belasting zonder clipping met zeer lage vervorming.
Ik heb diverse hoofdtelefoons geprobeerd, mijn dikke Philips van jaren terug is 40Ω en er is daarmee ook een flink volume mogelijk.
Twee goede "in het oor" telefoontjes welke rond de 33Ω zijn, ging het goed mee.

Bij 16Ω modellen hoofdtelefoons is natuurlijk de zelfde stroom beschikbaar, ik heb echter geen idee van het volume dat met weinig vervorming mogelijk is.
Zover ik het nu kan inschatten is bij normale volumes (hou je oren heel!) de vervorming van deze buffer zeer laag.

Ik hoor graag wat jullie er van vinden om dit b.v. als optie toe te voegen, kost wel wat extra stroom denk dan aan 100mA tot 129mA uit de voeding.
Dit kan net net de vandaag hierboven geteste trafo's, maar een trafo die een stap groter in vermogen, zeg 14 of 16 WAtt is kost maar een paar euro meer, dat zou geen probleem mogen zijn.

Ik wil ook nog een testje doen met wat minder snelle transistoren, kijken of ik daarmee de stopweerstandjes die nu nodig zijn kan verlagen of helmaal weg te laten.
De testen hiervan komen er aan!

Groet,
Bram

[Bericht gewijzigd door blackdog op 25 augustus 2019 14:48:56 (21%)]

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"

Voor liefhebbers van LTspice heb ik een simulatie file gemaakt.
Het komt aardig overeen met Bram's resultaten .

Guus@Sint-Michielsgestel
blackdog

Golden Member

Hi Waters, :-)

Dank voor je medewerking, ik al de comende dagen naar je spice spice simulatie kijken.
Hij zal een beetje moeten worden aangepast omdat hij de BC550c en BC560c net kent,
maar ik heb ook wat Amerikaanse transistors getest, natuurlijk de 2N2222a en de MPSA18 als eerste transistor.

Welke transistoren heb jij gebruikt voor het testen, of mist mijn LTspice wat onderdelen data?
Hij is echter wel up to date.

Ik hoor het graag van je.

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"

Hi Bram,

Ik heb de standard.bjt file van LTwiki bij mijn lib opgenomen.
Daar zitten een boel transistors in , o.a BC550C BC560C etc.

Groet Guus

Guus@Sint-Michielsgestel
blackdog

Golden Member

Hi Guus, :-)

Het is me gelukt wat bibliotheken toe te voegen, nu geen errors meer bij het laden van jouw spice setup.

Vandaag een testen gedaan met de hoofdtelefoon buffer en dan vooral met andere typen powe transistoren.
In het onderstaande schema heb ik een bekend Amerikaans PNP/NPN setje genomen en dit later weer omgebouwd met alleen de PNP transitor.
Het setje "Medium Power" transistoren zijn de D44H11 en de D45H11 Deze hebben een Ft van ongeveer 50-MHZ.
Deze bandbreedte zorgt voor een vlakke vervormings karakteristiek die pas bij ruim boven het audio gebied gaat oplopen.
De Ft is al een stuk minder dan de BD139/BD140 en dat helpt met het stabiel blijven van de schakeling.
Het een en ander is nog niet helemaal uitgezocht, dus het onderstaande schema is ook nu weer een tussenstap.

http://www.bramcam.nl/Hoofdtelefoon-02.png

Bij het uitzoeken of ik de vervorming nog lager kon krijgen. (Bij sommige frequenties en niveaus ligt de minimale THD van de AP op 0,0006%)
Dus ik heb de transistor waar het signaal op instuurd wordt, als een Sziklai paartje uitgevoerd.
Hiermee ging de vervorming nog een stukje omlaag.
De weerstand R4 in het schema 100Ω moest wel naar deze waarde worden gebracht om generatie verschijnselen de kop in te drukken.
Bij de voor grote vermogens door mij gebruikte Sziklai paartjes, zit is deze weerstand meestal beneden de 10Ω

Als ik deze schakeling zou willen inbouwen als hoofdtelefoon versterker, dan wil ik eigenlijk de output nog wat hoger hebben.
Maar dat houd dan in dat de ruststroom naar 100mA moet gaan en de dissipatie in het transistor paartje/kast wel wat hoog wordt.
Ik weet dat ik gesteld heb dat het geheel in Klasse-A staat, maar 3-Watt per kanaal voor de hoofdtelefoon vind ik wel wat veel.

Nu wik ik een test doen door de 15V wikkelingen van de trafo parallel te zetten ende ze normaal gelijk te richten en dan een gewone 15V regelaar te gebruiken die de hoofdtelefoon versterkers voeden.
De ruststroom kan dan naar 100mA per trape gebracht worden en dan zal ik totaal voor beide kanalen aan ongeveer 3-Watt aan disipatie in deze verstekertjes komen.

De eigenlijke voorversterkertjes worden dan uit een spanningsverdubbeling schakeling gevoed gaan worden.
Daar denk ik dus nog over na of dit allemaal zinnig is... (is het eigenlijk wel zinnig, dit topic :-) )

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
blackdog

Golden Member

Hi,

Even wat overwegingen betreffende de hoofdtelefoon buffer die ik hier heb laten zien.
Vandaag heb ik wat testen gedaan met andere transistoren en het verhogen van de ruststroom door de transistoren Q3 en Q4.

Wat ik nu op schema staat is zo'n beetje wat ik voor elkaar kan krijgen met de minimale hoeveelheid transistoren en goede performance.
De 100mA russtroom die nodig is voor hoog volume bij een 16Ω hoofdtelefoon die ongevoelig is en personen die graag hun oren mollen, vind ik te ver gaan. (6-Watt)
Zelf denk ik als je er naar kijkt vanuit het oogpunt van een HiFi liefhebber die Klasse-A wardeerd en dus het energieverbruik voor lief neemt,
dan is die 6-Watt toch wel wat veel voor een hoofdtelefoon uitgang.

Er is met meer transistoren en feedback bij een veel lagere ruststroom veel meer mogelijk, maar dat valt dan weer buiten dit projectje,
dat ik de trapjes simpel van opbouw wil hebben.
Bij de ruim 50mA russtroom is een 16Ω goed te gebruiken bij normale volumes en een redelijk rendament van de hoofdtelefoon.

Sommige zullen misschien denken, Bram je eigenlijke versterker trapje trekt ook al bijna 50mA, waarom knoop je daar de hoofdtelefoon dan niet aan?
Dit trapje kan nooit een hoofdtelefoon met een lage impedantie aansturen, hij kan wel b.v. de oude Sennheiser modellen aansturen die 1 of 2K waren als impedantie.
Als je naar het versterker trapje kijkt dan zie je dat de uitgang van het trapje zeer veel stroomreserve heeft naar de voedingslijn, de transistor trekt makkelijk de uitgang omhoog met stromen van 400mA.
Maar de uitgang kan alleen door de 330Ω en de 36,5Ω naar beneden getrokken worden, en ja theoretisch is dat zo'n 100mA, maar natuurlijk niet met een mooi lage vervorming.

Dus ik laat het hoofdtelefoon trapje nu zoals het is, ik doe alleen nog wat testen met de in en uitgangsweerstanden voor HF stabiliteit.
Ik bouw bijna alees alsof het een HF schakeling is, zie mijn vele groene pintjes van schakelingen die ik hier al heb laten zien.
Alleen zijn compact van opbouw met korte verbindingen.

Als ik er alleen al aan denk hoe anderen de schakelingen gaan testen, lopen de rillingen over mijn rug. :-)
Er wordt gebruik gemaakt van transistoren die een Ft hebben tussen de 100 en 300MHz dus een draadje van 10cm is een spoel en je kan een licentie gaan aanvragen voor de FM band :-)
Precisie schakelingen waar deze ook onder vallen, is geen Arduino waarbij je vaak met langere draadjes kan werken!

Dus geen hoofdtelefoon trapje op 15V voeding en het blijft zoals het nu is met eventueel kleine aanpassingen voor extra HF stabiliteit.

Laters meer!

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"