Transistor voorversterker met goede eigenschappen.

hennep

Golden Member

@blackdog,

Ik kan me voorstellen dat je al tevreden bent met een rimpel van 8uV op de voeding van de preamp.
Maar...
Zou je de rimpel op C3 in het plaatje van "zondag 18 augustus 2019 21:07:49" nog kunnen terugbrengen tot onder de 160uV door een diode op te nemen in serie met R2.
Ik heb zelf ook wel eens zitten spelen met discreet opgebouwde voedinkjes in LTspice en had de indruk dat de collectorstroom net zo hard trekt aan de lading van C3 als de zener. via beide wegen is er immers een weerstand van 4k7.

EDIT:
Bijgevoegd, de LTspice simulatie van de voeding.
Ik heb daarin iets heel gemeens gedaan, een spike van 1 kV op 2 sec in de simulatie. Daar blijft nog 900mV van over op de uitgang.
De vraag is nu, gaan we de plop horen :-)

blackdog

Golden Member

Hi Hennep,

Dank voor je spice simulatie, ik krijg hem niet goed werkend, de .asy en de .asc file staan evven in een tijdelijke directory,
maar er is denk ik nog meer nodig, ik heb niet veel ervaring met LTspice behalve wat filter werk.

Wat betreft de extra diode om de rimpel nog verder te verkleinen, dat zal ik meenmen met het testen van de nieuwe trafo die vorige week is binnen gekomen.
Daar staan nog wat metingen geplaned met de Variac om te zien wat de dropout spanning van de voeding schakeling is
en of het gebruikt van een TL431 als zener beter uit komt.

De gemiddelde zener heeft werkt bij de wat lage stroom die nu gebruikt wordt niet echt mooi en ik bedoel daarmee op een strakke Zener knie.
Natuurlijk werkt de TL431 die er nu in zit precies zoals ik dit wil wat DC niveau's betreft (5V Zenerspanning) bij de huidige spanning op de bufferelco's.
Maar bij lager wordende Netspanning moet de TL431 goed blijven Zeneren, dus dat houd in dat ik de schakeling bij lage netspanningen moet gaan testen.

Wat werkt nu allemaal in het nadeel bij een lage netspanning, de TIP142 heeft intern ongeveer 8 a 10K naar de emittor.
Samen met R2 en R3 maakt dat een spannings deler die de basisstroom van de TIP142 bepalen samen met de stroom voor de Zener.
Ik ga proberen het geheel bij gebruik van de BLOCK VC10/2/15 trafo en 220V netspanning goed werkend te maken.
Dat houd dus waarschijnlijk aanpassingen in van de weerstanden R2 en R3.

Nog even terug naar de zener welke waarschijnlijk de TL431 wordt,
de TL431 als dit verder goed werkt ga ik als zenerspanning zo instellen dat de spanning over de LM317 nog wat lager wordt.
Dit helpt bij een lage netspanning en het helpt de dissipatie van de LM317 laag te houden als ik ook de ongeveer 100mA extra nodig heb voor de hoofdtelefoon uitgang.
Volgens wat datasheets van de LM317 is er bij 25c ongeveer 1,75V nodig bij 200mA stroom, ik hou voor nu 2V aan als dropout spanning.

Hou er echter rekening mee dat je dit niet bij iedere voeding kan doen, deze voedingsopset is gemaakt voor een constante belasting.
Er is heel weinig variatie op de te leveren stroom, dus ik hoef geen rekening te houden met dynamisch gedrag.
Ook de ingang vande LM317 ziet geen variatie daar deze bepaald word door de uitgang van de LM317 en de Zener.
Natuurlijk is er wel wat variatie aan de ingang, maar die wordt door de ongeveer 70dB onderdrukking van de LM317 de kop in gedrukt.

Dan nog even over de eventueele toevoeging van de extra diode waar hennep het over had.
De kans is klein dat daar iets van te merken is aan de uitgang van de LM317.
De ruis van de Referentie in de LM317 en de versterker trapjes zijn hier dominant, de ruis en prut op de +kant van C3 is klein genoeg op dit moment om storent te kunnen zijn.

Graag hoor ik van hennep hoe ik zijn simulatie werkend krijg. :-)

Groeten dank voor de input.
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
hennep

Golden Member

Mogelijk is de 1n4007 de boosdoener. De andere exoten had ik al toegevoegd.
Met de .op knop een regel toevoegen met dit als inhoud.

code:

.MODEL 1N4007 D(IS=7.02767n RS=0.0341512 N=1.80803 EG=1.05743 XTI=5 BV=1000 IBV=5e-08 CJO=1e-11 VJ=0.7 M=0.5 FC=0.5 TT=1e-07 mfg=OnSemi type=silicon)

Ik denk dat het daarna wel zal werken.

blackdog

Golden Member

Hi hennep,

Hij klaagt over de lm317.sub... zie het plaatje.

http://www.bramcam.nl/LM317-sub.png

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
hennep

Golden Member

Ik had verwacht dat LM317TI uit de .op zou worden gebruikt, blijkbaar niet.

blackdog

Golden Member

Hi hennep, :-)

De spice draait nu zonder dat er errors gemeld worden.

Alleen de piek rond de 2Sec. geeft hier een max positieve piekwaarde van ongeveer 110mV.
Is de waarde die je opgeeft een typo van jou of klopt er misschien nog iets niet met mijn spice setup?

http://www.bramcam.nl/LM317-Spice-01.png

Groet,
Bram

PS
Een server van mij had 100% load, dus mijn plaatjes hebben het een tijdje niet gedaan.

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
hennep

Golden Member

Ik denk dat ik de baseline 30.88V voor 30.00V heb aangezien. Misschien toch tijd voor een nieuwe monitorbril.

De TL431 biedt geen verbetering voor wat betreft de spike maar misschien kun je voor dat soort storingen beter een TVS diode gebruiken. Had je de TL431 zo in de schakeling willen zetten?
Ik zie in de simulatie geen rimpel meer, of kan hem in ieder geval niet ver genoeg uitvergroten. Ben benieuwd wat je in echte wereld aan rimpel ziet met een TL431.

[Bericht gewijzigd door hennep op 27 augustus 2019 00:35:19 (44%)]

blackdog

Golden Member

Hi henep,

Ik denk dat je mijn opmerking verkeerd begrepen hebt, ik had het het over de Zener die tussen de uitgang van de LM317
en de basis van de TIP142 zit die ik mogelijk vervang door een TL431.

Morgen nog wat opmerkingen over deze spice simulatie, ja positieve ;-)

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"

Ik begrijp nog altijd niet waarom jullie de transistor willen sturen met een stabiele spanning afkomstig van een LM317.
Met deze werkwijze (een soort meekoppeling) hebben jullie geen controle over de uitgang van de transistor of je nu een zener of een TL431 gebruiken.
Die schakeling met de zener verbonden aan de uitgang is goed voor een regelbare voeding waar de ingang de uitgang volgt maar toch niet voor een vaste uitgangsspanning.

Een emittervolger zou het mijn ogen beter doen, een stabiele ingangsspanning maken voor de LM317 en deze laatste zijn ding laten doen, iets waar hij trouwens heel goed in is.

LDmicro user.

Om nog eens mijn 'afkeer' aan te tonen kijk eens naar uw schema hieronder waar ik het over heb.
De spanning op punt A bepaalt wat er, via de zener, door de weerstanden R5 en R6 loopt.

Je beinvloedt hiermee de interne regeling van de LM317, maw alles wat je op puntA ziet weerspiegelt zich in zekere mate op de ADJ pin.

De vraag is dan welk voordeel levert zo'n opstelling op als je de spanningsregeling van de LM317 voor een deel afhankelijk maakt van de stroom(~3mA) door de zener en daarmee ook van de gelijkgerichte spanning (via een LF-filter)

En ik denk zelfs dat de LM317 uitgangsspanning varieert met de belastingsstroom.

LDmicro user.
blackdog

Golden Member

Hi MGP, :-)

Ik welk opzicht heb ik geen controle over over de uitgang van de transistor?

De emittor volgt mooi de uitgang van de LM317, wat trouwens bootstrapping heet.
Deze schakeling doet precies wat hij moet doen en wat maakt het uit dat het hier niet om b.v. een regelbare voeding gaat weet de LM317 dat dan :-).
Omdat deze schakeling niet zo veel voorkomt, betekend het nog niet dat hij hierom niet goed is voro deze toepassing.

Bij deze opset word de TIP142 uit een hele mooie spanning aangestuurd, de uitgang van de LM317 dus en wat is daar mis mee?

Kan de schakeling werken zoals b.v. hennep heeft laten zien natuurlijk wel, maar ik vind dit een galantere manier met als resultaat zeer goede eigenschappen.
De LM317 doet nu beide zaken, zijn preregelaar een schone basissturen geven en een schone spanning leveren aan de versterker trapjes, wi/win.

Ik kan je vertellen dat het nog mooier kan. :-) maar dan heb ik meer onderdelen nodig en dat was ik niet van plan omdat het ook niet nodig is.
Ik heb nu met standaard onderdelen een zeer schone voeding gemaakt die ruim voldoed voor mijn versteker trapje.

Ik zou nog iets zeggen over de Spice simulatie van hennep
Zijn Spike rond de 2-Seconde simulatie tijd geeft mooi aan hoe goed de truc werkt met de opgesplitste buffer elco C1 en C2.
Deze truc met een gespiltste elco of een smoorspoel is al erg oud en heb ik hier toegepast omdat het vermogensverlies in de weerstand bij deze lage vermogens klein is.
Van die enorme spanningspiek blijft vrijwel niets over op de +kant van C2.

Wat plaatjes die gemaakt zijn door de spice setup van hennep die ik een klein beetje heb aangepast.
Dit zijn de waarden in het schema en de plaatjes die er bij horen.
http://www.bramcam.nl/LM317-Spice-08.png

Dit is de piek op de condensator C1 hoe reeel dit is, is voor nu even niet van toepassing, maar hier bijna 600V.
http://www.bramcam.nl/LM317-Spice-02.png

Dit is de piek samen met de spanning op de tweede buffer elco C2 de cyan/groene lijn er is bijna niets meer van over.
Niet alleen is de snelle hoge piek gedempt maar ook de bromspanning op C2 is van 155mV naar 24mV gegaan onder de test condities tijdens de eerdere metingen.
http://www.bramcam.nl/LM317-Spice-03.png

Dit is de piek op de collector en dus ook de +aansluiting van C2.
http://www.bramcam.nl/LM317-Spice-04.png

Dit zijn de collector van de TIP142 in blauw, in groen de ingang van de LM317 en rood is de uitgang vande LM317.
http://www.bramcam.nl/LM317-Spice-05.png

De in en de uitgang van de LM317 apart, nu is de stoorpuls aan de rechterzijde goed zichtbaar.
http://www.bramcam.nl/LM317-Spice-06.png

Dit is wat er is overgebleven van de stoorpuls op de uitgang van de LM317, en deze zal vrijwel geheel verwijderd worden door de RC combinatie in de voedingslijn van het versterker trapje.
http://www.bramcam.nl/LM317-Spice-07.png

Hier is ook mooi te zien dat de stoorpuls zoals hier door spice weergegeven eigenlijk niet reël is.
Kijk eens hoe stijl die puls is wat eigenlijk niet kan, je zal altijd dit soort uitkomsten moeten nameten voor een reële waarde.

Waar zou je de voeding/versterker nu bechermen tegen die piekspanningen, dat doe ik aan de 230V kant na het commonmode filter met een VDR of transsorb.
Als het goed is komt wordt die piek dan voldoende de kop ingedrukt om de trafo te beschermen en de electronica hierachter.
Het kan ook nog zijn dat ik twee weerstanden opneem in de 230V lijnen en dan de piekspannings beveiliging en daarna dan pas de LC filtering.
Ik laat later wel zien hoe ik dit bedoel.

Als het meezit heb ik vandaag nog wat tijd om echte metingen te doen met 200mA als belasting en dus zoals ik al had gezecht metingen met de Variac
om de dropout spanning te bepalen vande schakeling.

Groet,
Bram

PS sorry voor de plaatjes, de zwarte achtergrond moet eigenlijk een ander kleurtje krijgen om de leesbaarheid te vergroten.

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
blackdog

Golden Member

Hi MGP,

De variatie op jouw punt A zijn door de goede filtering klein en van een lage frequentie.
Dit wordt door de goede onderdrukking van de LM317 bij deze frequenties goed opgevangen.

Iedere belastingvariatie aan de uitgang van de LM317 geeft altijd variatie van de uitgangsspanning,
de Ri van iedere spanningsregelaar is namelijk niet "0Ω"
Ik heb er voor gekozen de basis sturing dus heel schoon te maken d.m.v. R3 en C3 welke in de testsituatie minder dan 200uV rimpel opleverder.
R3, de Ri van de TIP142, samen met de Ri van de Zener en de Rout van de LM317 hebben een deler eigenschap voor de basisstroom van de TIP42.
De basis van de TIP 142 ziet hierdoor een zeer schone en constante spanning, welke daarna aande LM317 ingang wordt aangeboden.

De stroom die door de Zener loopt helpt mee de versterkertrapjes van stroom te voorzien.
R3 is hoor in waarde t.o.v. de LM317 uitgang en de Zener impedantie, hierdoor komt er maar een zeer klein deel dan de aanwezige en kleine waarde van rond de 200uV op de uitgang van de LM317 terrecht.
Als we wat de 50Hz rimpel dan kijken naar de weerstadn R3 en de condensator aan de uitgang van de LM317 van 47uF dan dempt dit al rond de 20dB.
Dat is zonder de regel eigenschappen van de LM317 meegerekend.

Hou er ook rekening mee dat R6 de uitgangspanning sampeld, het maakt het IC niet uit waar de stroom vandaan komt, door de LM317 heen of b.v. door de Zener heen,
hij houd de spanning constand op het punt waar R6 vast, dit zit binnen het regelbereik van de LM317, bij 5mA uitgangsstroom wordt de zaak heel anders.
HP/Harrison gebruikte vroegen dikke vermogens weerstanden in hun voedingen om de transistoren te helpen, verliezen? dat was niet zo van belang eind 50 jaren :-)

Mijn conclusie :-)
Dus ja, in princiepe zorgt de zener voor variatie van de uitgangsspanning, net als alle stroomvariaties die de LM317 ziet aan zijn uitgang,
welke trouwens klein zijn, dit omdat de schakeligen in Klassa-A staan.
De variaties van de Netspanning hebben maar heel weinig effect op de uiteindelijke uitgangspanning, dit door de in verhouding grote verzwakking van R3 en de lage Rout van de LM317.
En de stroom door de zener "helpt" de LM317 stroom te leveren aan zijn belasting.

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"

Op 27 augustus 2019 12:22:35 schreef blackdog:
Bij deze opset word de TIP142 uit een hele mooie spanning aangestuurd, de uitgang van de LM317 dus en wat is daar mis mee?

Juist MAAR de LM317 wordt deels aangestuurd door de stroom door de zener die afhankelijk van de voedingsspanning(puntA) en de belasting en bij een goede regeling is dat ten stelligste te vermijden.

De transistor heeft hier niks aan toe te voegen, integendeel.. bootstrapping of niet..

En daarom begrijp ik niet dat je dit blijft verdedigen ook al omdat dit niet volgens uw standaard werkt ;)

edit: ow je hebt iets gepost terwijl ik aan het typen was, je hebt het dus toch begrepen.
Dat je alles zomaar minimaliseert is toch uw gewoonte niet, zo ken ik u niet ;)

[Bericht gewijzigd door MGP op 27 augustus 2019 13:31:20 (12%)]

LDmicro user.
blackdog

Golden Member

Hi,

De minimale netspanning was toch wat aan de krappe kant met de getoonde voedings opbouw en de 2x15V trafo.
Ook is de Ri va nde LM317 bij 30V uitgangsspanning wat aa nde hoge kant.
Dit werd beter toen ik de LM317 vervangen had voor een LM350 in TO220 behuizing.

Maar ik wou het ook eens op een andere manier proberen op te bouwen waar ik in het begin al eens aan gedacht had.
Ik ben nog niet helemaal klaar maar dit ziet er ook goed uit wat metingen betreft.

http://www.bramcam.nl/TL431-Shunt-01

De perfecte brom onderdrukking zoals met het andere schema krijg ik met dit schema niet voor elkaar.
Maar door wat componenten aan te passen zoals de dubbele waarde voro de buffer elco's kom ik aan een waarde die ook goed is.

R2 en R3 vormen samen de shunt weerstand en met deze setup bij 200mA uitgangsstroom heb ik binne 22KHz bandbreedte ongeveer 22uV RMS stoorspanning.
Als ik de ontkoppeling van de versterkertrapjes daar dan in mee neem dan is de ruis kleiner dan 2uF en de brom komt door dat extra filter op ongeveer 9uV uit.

De 2SA1943 is de PNP uitvoering van de 2SC5200, de rede dat ik deze transitor heb gebruikt is dat hij voor weinig fase verschuiving zorgt door zijn hoge Ft en hierdoor een stabilere regeling geeft.
Verder is hij goedkoop en de Hfe is bijna altijd boven de 100, zodat de TL431 mar rond de 2mA hoeft te sinken.
Er komen nog een paar kleine aanpassingen, ik denk dan aan ee nzener in serie met de kathode van de TL431 om de spanning over de TL431 te verlagen, zodoende de dissipatie naar beneden gaat.
Ook denk ik er aan R4 en R5 ongeveer 3x in waarde te verlagen, zodat de spanning op het knooppunt minder afhankelijk is van de stroom die de regelingang van de TL431 nodig heeft.
Zoals ik al zij, het is de eerste versie en ik sleutel er vandaag nog wat verder aan.

Natuurlijk hoor ik graag jullie opmerkingen!

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
hennep

Golden Member

In LTspice begint het gelijk met oscilleren. Als ik C4 verwijder en de wijziging toepas die je beschrijft voor R4 R5 dan zie ik een rimpel van 1.7mV op de uitgang

tussen de 22 en 25mA door Q1
211mA door R1

EDIT: Maar dan heb ik de wisselspanning wel iets lager ingesteld. 40 i.p.v. 42 V

Op 27 augustus 2019 17:13:27 schreef blackdog:
Natuurlijk hoor ik graag jullie opmerkingen!

Dit is een 'huge waste of power' als je bedenkt dat bij zo'n schakeling altijd stroom loopt ook al neemt de belasting geen stroom.
Zo'n voeding lijkt mij meer voor een vaste belasting zodat je de schakeling perfect kunt uitrekenen.

Even rekenen zonder dat de spanningsval over de brug en Vce meegerekend wordt, want ik veronderstel dat de trafo iets meer geeft dan 2x15Vac.

(2x15)x1.4= 42Vdc

Uitgangsspanning = 30V er blijft dan 12V weg te stoken over R2+R3 of 12/(10+15)= 480mA.
Ook als er geen belasting aan de voeding hangt of als de belasting weinig stroom nodig heeft.

Wat C3 hier doet twijfel ik nog, de elco zal zich waarschijnlijk opladen tot de Vcc waardoor bovenstaande berekening eigenlijk niet klopt en er nog meer stroom zal lopen.

Ik ben voorstander van een serie transistor schakeling, zie fig 6

LDmicro user.
blackdog

Golden Member

Hi,

Ik heb even wat metingen gezet in het schema dat ik vanmiddag getest heb.

De rode waarden zijn de DC spannings niveau's alles bij 230V Netspanning dit ik bijgeregeld heb als nodig.

Zwart is de dissipatie van R2, R3 en Q1.

In groen is de AC tt waarde weergegven, die 60uV is dan ongeveer 10uV RMS, kom ik zo nog op terug.

In blauw bij R2 is de DC waarde die valt over deze 10Ω weerstand, wat resulteerd in 230mA stroom die er wordt afgenomen.
Dat is bij mijn testopstelling van vanmiddag ongeveer 195mA door de belasting, 27,4mA door Q1 en 7,6mA door de TL431.

De stroom door de TL431 kan nog lager door b.v. R6 wat hoger te nemen in waarde en de dissipatie kan dus nog lager,
door een zener of een weerstand op te nemen in de cathode, zo heb ik ook de stroom gemeten door de TL431 alleen is de waarde van deze weerstand nu 100Ω en niet in het schema te zien.

http://www.bramcam.nl/TL431-Shunt-02.png

MGP
C3 heb ik al uitgelegt maar als je naar de AC waarden kijkt op C2 en C3 zie je de demping.
Dit samen met de spice simulatie die aangeeft dat dit ook een zeer mooi filter is voor spanningspieken.

Uitgangsspanning = 30V er blijft dan 12V weg te stoken over R2+R3 of 12/(10+15)= 480mA.
Ook als er geen belasting aan de voeding hangt of als de belasting weinig stroom nodig heeft.

Die 12V is iets meer dan 6V.
Hoe je aan 480mA komt weet ik niet, er loopt 230mA door R10 bij 195mA load.

Als er geen belasting is?
Er is altijd belasting, zowel de voorversterkers alsook de hoofdtelefoon buffers zijn Klasse-A.
Dat is speciaal zo gekozen voor de liefhebbers en ik dus ook, om te zien wat voor performance ik uit simpele schakelingen kan halen.

Deze hier getoonde schakeling kan net met de getoonde Block trafo als ik de stromen in de trapjes totaal op rond de 190mA hou.

Maar wat is nu mijn maar...
Ook deze schakeling heeft redelijk wat /F ruis dat is dus langzame variatie van de uitgangsspanning.
Dit is niet het gevolg van Netspannings variaties maar de 1/F ruis van de gebruikte referentie, hier de TL431.
De ruis en de drift van de referentie wordt natuurlijk wel 12x versterkt, daar de referentie spanning ongeveer 2,5V is.

Mijn volgende stap om te testen wat haalbaar is, is niet figuur-6 van MGP maar wel zoiets. :-)
Een ouderwetse drie transistor regelaar maar dan wel met een hogere referentie spanning zoals de LM329.
Het schema hiervan en wat testen zal ik hier weer laten zien als ik zover ben.

Oja, er is hier geen enkele keer generatie opgetreden met de schakeling...

Dank weer voor de input!

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"

Op 27 augustus 2019 21:33:58 schreef blackdog:
Die 12V is iets meer dan 6V.
Hoe je aan 480mA komt weet ik niet, er loopt 230mA door R10 bij 195mA load.

De berekeningen werden gemaakt in ideale omstandigheden, zonder verliezen want die ken ik niet.

Maar uw tekening vermeldt dat je 31,7Vrms meet aan de trafo en maar 36Vdc na de gelijkrichter en volgens mij is 1 van de 2 getallen niet juist, vandaar het grote verschil tussen mijn berekening en uw metingen.

e:/ Volgens mij heb je een trafo die maar 26,5Vrms geeft op 230mA dat is dan 37.3Vdc - de VF dioden als uw DC metingen juist zijn.

LDmicro user.
blackdog

Golden Member

Hi MGP,

De waarden zijn "live" gemeten en toen in het schema gezet.
De maximale spanning die er onbelast is, geld niet voor een volbelaste trafo.

De trafo spanning van ongeveer 31,7V RMS klopt met de opgave van de trafo van 2x 15V AC bij 5VA per wikkeling.
Als mijn administratie dit vandaag toelaat, zal ik de DC load nog eens aan de bufferelco's hangen bij 230mA ter controle bij de gebruikte trafo.
Deze schakeling is trouwens alweer verwijderd, maar de stromen zijn bekend, dus dat zou verder geen probleem moeten zijn voor de controle van de spanningen.

Ondertussen voor de test gisteren avond een simpele drie transistor voedingsschakeling getest, nou.. dat wordt hem niet. :-)
Met een paar kleine aanpassingen was de referentie met de LM329 zeer stabiel, ook bij varieerende belastingen van de voedingschakeling.
Maar de Ri van de onderstaande voeding zelf was een drama, die was bijna 2Ω.
Maar wat met kop een schouders boven alles uitstak was de slechte brom onderdrukking, ondanks dat de referentie schakeling helemaal schoon was.

Eerst even het schema.
http://www.bramcam.nl/3-Tor-PSU

Even wat uitleg over dit schema.
De Zener D1 welke een LM329 is, dat is een LM399 zonder oventje ingebouwd heeft een zeer lage Ri, rond de 0,5Ω
Om de Zenerstroom toch zo schoon mogelijk en stabile te maken, wordt de Zenerstroom gemaakt d.m.v. een stroombron en wel met Q1 en de rode LED1.
Om er nu voor te zorgen dat de rimpelspanning op C3 niet de basisstroom vanQ1 kan gaan moduleren heb ik de basis weerstand van Q1 opgesplitst, dat zijn R3 en R4.
Op het knoopunt heb ik een elko aangebracht C4 die de aanwezige rimpel voor een flink deel onderdrukt, denk dan aan ongeveer een extra -20dB bij 50Hz.
De rode LED1 wordt ook als Zener gebruikt en deze zorgt verder dan ook weer voor zowel DC als AC variatie onderdrukking door variatie van de spanning op C3.
De rode LED1 houd dus de basis spanning contand van Q1 en deze basisspanning samen met de waarde van R5 bepalen de stroom door de Zener D1.
Ik had op ongeveer 3mA gerekend, maar dat werd wat meer door de hogere drempel van mijn gebruikte LED, welke normaal rond de 1,6V ligt voor ee nstandaard rode LED.
De wat hogere drempelwaarde van mijn high efficieny is hier geen enkel probleem, alleen een wat hogere stroom dan berekend door de Zener D1.

De rest bestaat uit de versterker Q2 met een hoge collector weerstand, hier in het schema nog 10K maar die was 47K geworden
en een Darlington met een hoge versterkingsfactor om de collectorimpedantie van Q2 zo min mogelijk te belasten.
De Hfe van de Darlington, hier is weer de Sziklai versie gebruikt was rond 25.000x.
Nog een voordeel waarom ik de Sziklai gebruikt heb, is dat je maar één diode drempel hebt t.o.v. twee drempels bij de normale Darlington en dat helpt bij de dropout spanning.

Er moet te veel aan dit schema gebeuren om het goed genoeg te krijgen, dit ga ik echter niet doen.
Zoals dat R6 een stroombron moet worden en er eigenlijk een verschil versterker moet worden toegepast voor de versterking i.p.v. alleen Q2.

Het volgende schema wordt of een "zwevende" LM723 schakeling of een versie met een NE5534 opamp die een transistor aanstuurd.

Maar eerst nu de administratie doen, bah! :-)

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"

Op 28 augustus 2019 10:25:27 schreef blackdog:
De waarden zijn "live" gemeten en toen in het schema gezet.
De maximale spanning die er onbelast is, geld niet voor een volbelaste trafo.

Mijn berekeningen zullen dus toch kloppen, heb enkel de verkeerde cijfers doorgekregen :p

Maar ik ga het voorlopig hierbij houden, ik denk dat enkele lezers zich al zitten ergeren ;)

LDmicro user.
blackdog

Golden Member

Hi MGP, :-)

Nu niet de handdoek in de ring gooien!
Je opmerkingen houden mij scherp en ik denk ook dat anderen dit intressant vinden.

Drie plaatjes om aan te geven welke spanningen er op welke punten staan.

Schema zoals de test is uitgevoerd.
http://www.bramcam.nl/Trafo-Load-Test-01.png

En de waarden die daar bij horen weergegeven door een aantal DMM's, op de achtergrond de DC Load.
Hou rekening met 5% variatie in de waarden, ik bleef de Variac bijregelen om 230V te behouden :-)
http://www.bramcam.nl/Trafo-Load-Test-02.png

En dit is het scoop plaatje, met de spanning op C1 = Geel en C2 = Cyan, Groen is de "0" lijn en de schaal is dus 10v/Div.
http://www.bramcam.nl/Trafo-Load-Test-03.png

Tijd voor lunch en dan weer administratie!

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"

C1 op de rechtse meter bestaat niet dus vermoed ik dat je C2 bedoeld.

Hoe verklaar je dan dat:

Trafo 32Vrms x 1.4 = 44.8Vdc op C2

Brug 2x0.7 = 1.4V spanningsval

Spanning op C2 zou in theorie 44.8V - 1.4V = ~43V moeten zijn en jij meet maar 36,8V waar zit het verschil dan met de berekende waarden?

De wet van ohm kun je niet omzeilen ;)

...en ga nu met ijzeren ballekes gaan gooien, vanavond misschien verder discuteren.

LDmicro user.
blackdog

Golden Member

Hi MGP,

Je opmerking betreffende C2 klopt, dat ging hier dus dubbel mis, ik heb meerdere keren de foto's aangepast en ik heb het dus alsnog verkeerd gedaan... is de leeftijd en de temperatuur in mijn hok. :-)
Straks als ik weer terug ben, pas ik de foto nog even aan.

Wat betreft de spanning op de eerste buffer elco, daar ga je toch de mist mee in.
De ongeveer 1,4x die zou verschijnen over de eerste buffer elco is alleen in theory.
De praktijk is altijd anders, de Ri van de trafo en de drempel van de brug (welke meer dan 0,7V per diode is onder belasting) maken dat je berekening niet meer klopt.

Ik zal mijn batterijscoop even laden en dan kan ik de trafospanningen en die van de brug diodes goed aan jullie tonen, voor meer inzicht betreffende deze onzekerheid.

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
hennep

Golden Member

Bram, Heb je jezelf de beperking opgelegd om geen opamp te gebruiken?

blackdog

Golden Member

Hi hennep,

Ik wou de voeding net zo "simpel" houden als de versterker versterker trapjes en het liefst met goed verkrijgbare onderdelen.
Voor mijzelf is dat leuk om te zien hoeveel performance je uit simpele schakelingen kan halen
en voor anderen die het geheel of delen gaan gebruiken, dat de onderdelen makkelijk te verkrijgen zijn.

Wees gerust, de volgende versie in met een opamp en een low cost referentie of een LM723.:-)

Wat ik net heb zitten doen tijdens mijn lunch is nadenken hoe ik b.v. met een LM723 ou kunnen werken.
Deze krijg ik zonder te veel moeite ook beneden de 30uV ruis en heeft een redelijk goede referentie aan boord.
Het probleem is echter de max. voedingspanning van 40V.
Met een NE5534a die 44V is kan ik waarschijnlijk net weg komen.
Er zijn tegenwoordig voldoende opamps op de markt die meer dan 44V kunen hebben, en daar heb ik er een paar van op voorraad.
Maar dat was nu weer niet de bedoeling, het gaat dus mis met mijn setup als de belasting laag is.
Dan loopt de spanning op de buffer condensatoren hoog op, dit gebeurd ook tuidens het inschakelen als de versterker trapjes zich nog niet hebben ingesteld.

Waar ik nu aan denk ik aan een simpele TL431 schakeling met powertor die niet de hoofdvoeding is, maar die tijdens de hoge bufferelco spanning, stroom uit de buffer elcos trekt zodat de spanning binnen de Max. blijft.
Normaal doet die schakeling dan weinig tot niets, dus een "parallel" load aan de buffer elco's in uitzonderings gevallen.
We zullen zien hoe dit zich verder ontwikkeld in mijn hoofd?

Maar input hierover lees ik graag van jullie.

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"