Transistor voorversterker met goede eigenschappen.


blackdog

Golden Member

Hi,

Volgens mij staat er een diode bij :-)

Dank en groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"

Ook met die diode is het toch nog wel een beetje een rimpelig oud dametje.
opamp was verkeerd aangesloten.

Hierbij de simulatie

[Bericht gewijzigd door hennep op 1 september 2019 22:27:39 (30%)]

Op 1 september 2019 21:22:33 schreef blackdog:
Hi,

Volgens mij staat er een diode bij :-)

Dank en groet,
Bram

Sorry,
Ik had een keer een (browser)refresh moeten doen.

Bezoek mijn neefjes' site: www.tinuselectronics.nl
blackdog

Golden Member

ohm pi,

Ik heb later na jouw opmerkingen de diode er in geplaatst, nix verkeerd aan jouw kant. :-)

hennep
File is er niet, kan hem niet downloaden, mijn of jouw probleem?

Oja, nog wat onderzoek gedaan naar opapms die redelijk zijn wat ruis betreft en een compensatie aansluiting heeft.
Ondermeer de LM318, beetje ruisig maar ik denk beter dan de LM317 en snel genoeg,
en de LT1012, niet zo snel, maar ruisarm genoeg genoeg denk ik en lage biasstroom wat mooi uitkomt i.v.m. het ruisfilter aan de ingang.

Groet,
Bram

[Bericht gewijzigd door blackdog op 1 september 2019 22:35:01 (45%)]

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"

Geen idee waarom je niet kunt downloaden. mogelijk omdat ik 2x een file met dezelfde naam heb ge-upload.

De bijgevoegde simulatie heeft een belasting van 50 Hz - 200 mA top, geeft een rimpel van 500uV, netjes!
Een belasting met 1kHz geeft een 9mV rimpel.
Een belasting met 5kHz geeft een 14mV rimpel.

Hier ook nog wat bedenken.

In het originele artikel zijn R6 en R7 zo'n 10x kleiner, de reden hiervoor is om de ruis aan de opamp ingang zo klein mogelijk houden.
Als de lekstroom in C6 zo'n 3µA bedraagt dan krijg je over R7 zo'n 0.3v en zo ook over R6/C5.
Bij 10x kleinere weerstanden (bv R7/10k en R6/1k) is dit nog maar 0.03V over R7 .
Bij een versterking zoals hier van ~4x is dat niet te versmaden.

Wat ik ook niet begrijp is dat de basisweerstand R10 (10k) zo hoog gekozen werd.
De transistor heeft een hfe van max 160.
Het spanningsverschil tussen de emitter(Vcc) en de opampuitgang (~30V) bedraagt volgens eerdere metingen zo'n 5V.
Daarmee kom je aan een basisstroom van 5/10k = 0.5mA en dat vermenigvuldigt met een hfe= 160 = 80mA collectorstroom.
Om aan 200mA te geraken zal de opamp zich veel lager moeten instellen.
Volgens mij is hiermee de dynamiek volledig weg of mis ik iets?
Zou het niet beter zijn om de opamp wat meer versterking (5x) te geven en de basisweerstand te verkleinen?

En ten laatste en minst belangrijke, waarom gebruik je altijd weerstanden met 1 of 2 cijfers na de komma terwijl dat in de meeste gevallen niet nodig is, ook hier niet :p

LDmicro user.
blackdog

Golden Member

Hi MGP,

De waarden van het filter zijn zo gekozen dat ik een voldoende lage kantelfrequentie voor het filter heb.
De opamp bias stroom is hier eigenlijk de beperkende factor, vandaar dat ik er al een paar heb uitgezocht om mee te testen.
Verder is de lekstroom bij goede elco's veel lager dan de door jou aangenomen 3uA.

Voorbeeldje elco lekstromen.
Een BC components (Philips) print elco 15V 100uF na 5min. <100nA en nog steeds dalende.
Een ELNA 33uF 50V na 10 minuten ongeveer 35nA.
Beide gemeten bij mijn LAB temperatuur van 25C.

R10 stond inderdaad als 10K vermeld en in het laatste schema is deze aangepast naar 4K7.
Ik ben uitgegaan van een spanning van 12V op de opamp uitgang en een hFE variatie van 80 tot 140 van de 2SA1943.
De meeste 2SA1943 die ik heb, zitten allemaal tussen de 100x en 125x voor de hFE.
Dus denk ik dat de nu getoonde 4K7 ruim voldoende is voor de variatie in de spreiding van de 2SA1943 transistoren.

De weerstanden in Lila zijn kwaliteits weerstanden, deze zijn in 1% waarden aangegeven en pas ik toe waar ik het nodig vind.
De weerstanden in het filter en de weerstanden die de versterking bepalen van de opamp zijn hierom in metaalfilm uitgevoerd.
Ook omdat het ruisgedrag van deze weerstanden veel beter is dan de koolweerstanden.
Voor een precise uitgangsspanning zijn de 1% weerstanden niet nodig, maar voor lage ruis en stabiliteit is dat dus wel nodig. :-)

Schema versie van hedenochtend
http://www.bramcam.nl/PreAmp-PSU-04.png

Op het ogenblik ben ik bezig de gelijkrichting aan het doormeten.
Daar maak ik een lijstje van met de metingen op verschillende punten.

Nu weer naar het lijstje met potlood en papier. :-)

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
blackdog

Golden Member

Hi,

Het meten aan de voeding is gedaan, en dan heb ik het over de gelijkrichting met belasting.

Dit is het schema hoe er getest is, de oranje letters horen bij de scoop plaatjes die ook hieronder staan welke de golvorm aangeven,
negeer de amplitude van de scoop plaatjes, deze komen uit de auto range analyzer uitgang, waar ik geen controle over heb, ze zijn dus enkel om te zien hoe de Ripple er uit ziet.
http://www.bramcam.nl/PreAmp-PSU-05.png

.
De opamp voeding is belast met R7 van 3K3 en dat resulteerd bij de normale netspanning van 230V in een stroom van ruim 10mA.
Bij een NE5534a zl de stroom afname ongeveer 6mA zijn, bij de twee andere opamps waat ik ook mee ga testen is de stroom veel lager
denk dan aan minder dan 2mA.
Ik ga nog wat testjes doen met de warden van C8 en C9 in dit schema, door ze b.v. beide 470uF te maken, om te kijken of dit genoeg uitmaakt voor de filtering.

Bij het beoordelen van deze gegevens kan je misschien denken, knoop de + aansluiting van de NE5534a gewoon aan C6 in dit schema,
maar daar staat dan wel zo'n 26dB meer bromsignaal op.
Wat ik al had aangehaald, kan je ook i.p.v. de extra geluikrichting voor de NE5534a een uA7824 gebruiken.
Dan is er een zener nodig aan de uitgang van de opamp en ik kom kraper uit met de stuurstroom voor de 2SA1943.
Verder zal ik dan ook nog maatregelen moeten nemen om de uA7824 niet op te blazen tijdens het inschakelen bij de hogere netspanningen.
Het is allemaal niet zo simpel. :-)

Mooi dan nu de Ripple plaatjes en we beginen bij "A" wat de Ripple is op C8.
http://www.bramcam.nl/C8-RMS.png

.
De golfvorm op C9 welke naar de voeding van het IC gaat.
De onderdrukking van dit aanwezige signaal door de NE5534a is tussen de 80 en 100dB tot zo'n 100Hz.
Als we dan uitgaan van 1mV RMS stoorsignaal, dan zitten we in de tientallen nV en mij is niet bekend in hoeverre ik dat terug ga zien aan de uitgang van lineaire voeding
Mijn vermoede is dat dit niet meetbaar zal zijn, maar ik zal wel wat metingen doen met mijn moduleerbare voeding aan een NE5534a wat betreft onderdrukking op de voeding.
http://www.bramcam.nl/C9-RMS.png

.
Dit is de rimpel op C5 in dit test schema, dat is de eerste buffer elco van de hoofdvoeding.
http://www.bramcam.nl/C5-RMS.png

.
Doordat C6 ook een hoge waarde heeft, zijn nu bijna alle hogere harmonische verdwenen op C6.
http://www.bramcam.nl/C6-RMS.png

Verder is het te hopen dat MGP niet klaagt over de resolutie van mijn scoop counter en dat de waarde steeds veranderd in de plaatjes. *grin*

Tijd voor een broodje!

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"

>:) Ik klaag nooit, "I shoot" omdat je altijd maar aandringt :)
Mijn laatste..misschien een hogere ref.spanning gebruiken?

Maar het zal minderen deze week, 2daagse wieler(toeristen)(terroristen) happening helpen organiseren komend weekend vraagt veel werk/tijd.

LDmicro user.
blackdog

Golden Member

Hi,

Er is veel gebeurd deze morgen/middag, ik kon de deur niet uit i.v.m. verbouwing...
Dus had ik besloten verder te rekenen aan het voedings circuit en over de opbouw na te denken.

Er stond hier een heel ander stukje tekst, daar ik was in begonnen over de lek in de filter condensatoren te pratenen daar een beetje aan te rekenen.
Van het een kwam het ander... de berekiningen betreffende de lek van de filter condensatoren,
viel helemaal weg tegenover de biasstromen van de gebruikte NE5534a opamp.

Deze filterschakeling heb ik al meerdere keren gebruikt, maar dat was altijd met opamps die lage biasstromen hebben.
Dus besloten voor een aantal eigenschappen wat water bij de wijn te doen.
Dat is de reactie snelheid van de 30V uitgang en de ondrdrukking van de storing op de voedingslijn van de opamp.

Ik ga proberen het geheel te laten voldoen aan mijn eisen met een LT1012a, een al oude precisie opamp van LT/Analog.
Een nog beter opamp zou een ADA4077-1 zijn, maar deze heeft geen compensatie aansluiting,
Maar met wat kunst en vliegwerk zou de ADA4077-1 toch toegepast kunen worden, maar ik ga nu eerst uit van de LT1012.

Het moet namelijk mogelijk zijn met de LT1012 een lagereruis aan de uitgang te krijgen dan de eerste versie van de LM317 schakeling.
Ok zal als ik het goed opbouw net asl in de eerste versie van de 30V voeding de brom volledig afwezig zijn.

Eerst even het schema voor ik uitleg wat de beslissingen waren.
http://www.bramcam.nl/PreAmp-PSU-06.png

.
Als eerste heb ik voor het verkrijgen van een zo goed mogelijk gedrag bij een lage netspanning de standaard 1-A brug vervangen door vier Schottky dioden en wel de MBR360.
Dat leverde een extra 1V na gelijkrichting op, verder zijn de elco's die ik binnen had gekregen van Rubicon: 2700uF, 50V, YXG Series binnen en toegepast voor deze metingen.

In het Rood staan de DC waarde in het schema, de Oranje waarden zijn de RMS gemeten stoorspanningen binnen 22Hz - 22KHz bandbreedte.
De extra gelijkrichting voor de opamp heb ik verwijderd en gekozen voor en TL431 regeling welke is aangelsoten op de tweede buffer elco C3.
Ik heb met wat condensatoren en weerstanden de voeding voor de opamp proberen te maken maar dit werd niet schoon genoeg naar mijn zin.

Dus ben ik een TL431 schakeling gaan ontwikkelen omdat door wat aanpassing van de gelijkrichting ik een wat hogere spanning op C3 had gekregen.
Na nog wat onderzoek van een aantal opamps voor gebruik in deze schakeling heb ik besloten de TL431 voor 3mA te configureren.
R3 bepaald de maximaal te treken stroom door de opamp en 680Ω geeft een dropout spanning van 217V bij 3mA voor de opamp voeding.
Als alles goed genoeg gaat met de LT1012, dan kan R3 die nu als 680Ω staat aangegeven, verhoogt worden naar 1K, daar de LT1012 maar 0,4mA trekt.

Voor de gene die misschien denken dat de TL431 daar eigenlijk niet gebruikt kan worden i.v.m. max van 36V, daar komt het IC nooit aan.
Ook in onbelaste toestand, dus als er nog geen 200mA belasting is van de hoofdvoeding komt de spanning over de TL431 heel mooi rustig op.
Als eerste heb je de RC tijd van de Ri van de trafo en de RC tijd van R2 en C3 en als laatste de 0,47uF die over R5 staat.
Deze condensator is leeg bij het opstarten en dan is de referentie ingang doorverbonden met de Kathodedit zorgt er dan voor dat bij het opstarten de TL431 zo snel mogelijk gaat geleiden.
De tweede functie van deze condensator is de ruis te onderdrukken, dit omdat de TL431 hier staat ingesteld met een versterking van 12,5x voor DC.
De 0,47 condensator C4 zorgt er dus voor dat bij frequenties vanaf ongeveer 500Hz de versterking 1x wordt, toedeloe extra ruis die de opamp minder goed kan onderdrukken.

De onderdrukking voor stoorsignalen op de voedingslijnen is voor iedere opamp anders en voor de LT1012 zijn er redelijk grote verschillen tussen de positieve en negatiev voedings lijnen.
Bij 1KHZ worden stoorsignalen op de negatieve voeding 80dB onderdrukt en bij de positieve voedinglijn is dat volgens de datasheet maar zo'n 55dB...
Dat is ook een van de redenen dat ik de opamp niet met een extra RC filter uit C3 wou voeden, dit samen met de maximale voeding die de LT1012 mag hebben die nu mooi begrensd is door de TL431.

Wat plaatjes hoe de spanning inkomt als de elco's helemaal leeg zijn totdat de elcos vol zijn.
Om jullie te laten zien dat ik de boel niet beduvel, heb ik de plaatjes gemaakt met het raam zo ver mogelijk open maar wel het 20MHz kanaal filter op de scoop aan.
Dat mag hier omdat de RC tijd van R2 en C3 al erg lang is, en de extra ruis zonder dit 20MHz filter niets toevoegd aan het plaatje.

De Gele trace is de spanning op C3 en de Blauwe trace is de spanning over de TL431, let wel op de verschillende schalen, Geel is 10V/Div en Blauw is 5V/Div.
Er is geen enkele abberatie zichtbaar, de spanningen komen mooi op zonder piekenen/of dalen.
Dit is met de electronische belasting aangesloten, die staat ingesteld op 205mA.
http://www.bramcam.nl/TL431-PO-205mALoad.png

.
Het volgende plaatje is als de electronische belasting niet is aangesloten, beide metingen zijn gedaan met 230V Netspanning
Er is bijna geen verschil zichbaar hoe de spanning opkomt, wel is zichtbaar dat de Gele trace naar 48V gaat en ook dat de TL431 wat sneller zijn eindwaarde bereikt.
http://www.bramcam.nl/TL431-PO-NoLoad.png

Na de TL431 regelaar heb ik nog één filter netwerkje opgenomen en dat is R10 en C7 dat brengt het stoorniveau dan naar kleiner dan 2uV, het zou niet hoeven maar ik vind dit mooier. :-)

Verder heb ik een handvol LM/LT329 Zeners gemeten, zoals in het schema te zien is, heeft de LT329 ongeveer 6,9V en de LM329 die ik hier heb zitten allen vrij dicht tegen de 7,08V aan.
In het schema staat dan ook vermeld wat de waarde van R12 zou moeten zijn om rond de 30V uit te komne voor de uitgang van de voeding.
Je kan ook eerst zelf je Zener meten bij 2mA stroom en dan de weerstand R12 berekenen, 30V binnen +-0,5V vind ik best.

Dan nog een plaatje over condensator lek waar ik vanochten mee begon, dus de eerste versie van deze post.
Dit is de ELNA condensator die wat langer aa nde voeding heeft gehangen en tot rust is gekomen, toen ik hem vanmiddag uitzetten was de stoom rond de 4,5nA bij 7V over de elco.
http://www.bramcam.nl/ELNA-LEK-01.png

.
Toen dacht ik aan een ander experiment, ik heb nog een elco in de opslag en die moet nog steeds onder lading staan!
Hem uit de elco kast gehaald en hem gemeten maar eerst eve nde specificaties van deze jongen.
http://www.bramcam.nl/Rifa-01.png

.
Ik had hem opgeladen weggelegt wn de laatste meting staat met blauuwe pen er op geschreven, in twee jaar tijd 2V gezakt!
http://www.bramcam.nl/Rifa-02.png

Wie van jullie berekend de lekweerstand van deze uitzonderlijke elco?

Gegroet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
Henry S.

Moderator

Bereid je maar voor op nog veel meer notities op die elco, die serie heeft een shelf life van tot 10 jaar.

Bij veel elco's is dat maar een paar maanden of minder.

73's de PA2HS - ik ben een radiohead, De 2019 CO labvoeding.

@blackdog,
Ik zie nog een 'naar' dingetje.
De voeding van de opamp is prachtig schoon.
Er zit maar 1.8µV rommel op.
Maar op de emittor van Q1 staat 11mV rommel op, grotendeels 100Hz.
Voor een schone uitgangsspanning staat vrijwel dezelfde 11mV (100Hz) op de uitgang van de opamp.
Is dat een probleem?

Bezoek mijn neefjes' site: www.tinuselectronics.nl
blackdog

Golden Member

Hi ohm pi,

Als het goed is wordt de uitgang van de opamp zo gestuurd door de opamp ingangen dat dit geen probleem zou moeten zijn omdat er zoveel stroom
door R13 wordt gestuurd om de uitgang op de ingestelde spanning twe houden.
De opbouw van een opamp is zo dat de uitgang zo beweegt dat beide ingangen het zelfde spannings niveau hebben.
Dat houd dus zoals je al aangeeft in dat op de uitgang van de opamp het foutsignaal staat dat nodig is om de uitgang van de voeding
mooi op niveau te houden.

De opamp houd dus beide opamp ingangen op een gelijk niveau als er een feedback loop is.
Wat verder nog opvalt is dat de + en de - opamp ingangen omgedraaid zijn, dit is nodig omdat zoals de power transistor is geconfigureed
het signaal aan de uitgang van de opamp wordt geinverteerd.

Het is altijd intressant om naar het foutsignaal te kijken zoals hier de opamp uitgang in deze of andere lineaire voeding.
Als je dynamische testen doet aan b.v. een van de CO voedingen dan kan je op de opamp uitgangen de foutspanning mooi zien.

Als het meezit kan ik morgen de schakeling gaan testen, en dat laat ik natuurlijk weten of hij goe genoeg werkt.

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"

29.6V voedingsspanning voor de opamp, kun je daarmee de 2SA1943 wel laten sperren. Er staat volgens mij een hogere spanning op de emitter.

blackdog

Golden Member

Hi Hennep,

De opamp uitgang hoeft in principe niet zo hoog te gaan omdat er altijd stroom voor de basis nodig is.
Maar als dat toch en probleem is dan kan ik een Zener in serie met de basis weerstand opnemen.
Deze Zener zat al in een andere revisie van het schema, maar ik denk dat het niet nodig is, als het wel zo is krijg jij de credits :-)

Jammer genoeg niets gedaan aan de voeding, ben een beetje gaarrrrr, snotterug enz.

Veel tijd met wat IP camera's kwijt geweest die wel FTP hebben om up te loaden maar die functies werken niet in de twee camera's.
FTP client van mijn laptop maakt echter wel verbinding...
Maar goed laten we dit topic niet laten verzanden in FTP poorten, passief of actief enz, ik ben er klaar mee :-)

Maar...
Dit topic is erg populair op CO: discussie "Lineare trafo vervangen door SMPS"
Misschien moet ik er gewoon een SMPS in plaatsen! *grin*

Dus, nog even geduld voor de eerste test van de voeding.

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
blackdog

Golden Member

Hi,

Nog even snel voor ik plat ga...

Ik heb over de opmerking van hennep en MGP nagedacht en de manier van aansturing van de 2SA1943 die in het vorige schema stond is niet betrouwbaar genoeg.
Dus nu zit de Zener en de "hennep" weerstand weer in het schema.
Zoals ik al aangaf, was ik op die manier begonnen maar dit was nooit op CO terrecht gekomen.
Het werk vrijwel zeker wel op de eenvoudige manier, maar toen ik ging rekenen met mijn meetwaarde die in het schema staan,
kan het krap worden bij hoge netspanningen de uitgang kan dan niet hoog genoeg worden.

Met de twee extra aangebrachte componenten D3 en R15 zou het over het door mij aangehouden Netspanning goed moeten werken en dat is 220 en 240V.
Mijn Variac kan tot bijna 248V, dus dat zal ik ook nog proberen.

Door de Zenerwaarde en de basiswerstand aan te passen kan ik het goed schalen binnen de uitgangs commommode van de opamp.
Ik ben uitgegaan van 12V DC op de uitgang bij 3ma die de uitgang naar beneden moet trekken bij 39V.
Dat is 1mA voor R15 en 2mA voor de 2SA1943.
Bij de LT1012 zal ik wel rekening moeten houden dat hij niet zoals de NE5534a bijna 40mA kan leveren.
De LT1012 heeft wel bij 5mA aan de uitgang nog steeds een loopgain van 1-miljoen.

Een voordeel met de extra weerstand is dat dit ook een spanningsdeler is en je hier wat loopversterking verlies, wat dan weer extra stabiliteit opleverd.
C11 kan waarschijnlijk weg of een veel lagere waarde krijgen zoals 1nF.

.
http://www.bramcam.nl/PreAmp-PSU-07.png

Dank en gegroet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
blackdog

Golden Member

Hi,

Nog steeds een beetje gammel, maar wel wat werk gedaan aan dit topic.

Als eerste weer een update van het schema na wat metingen en testen aan TL431.
Zeker 5 jaar geleden had ik al veel metingen gedaan aan TL431 chips, alleen niet onder de condities die hier gelden.
Zoals de schakeling nu is, steekt de TL431C van het merk ST er ruim bovenuit wat stabiliteit betreft,
bij het varieren van de netspanning bij een in verhouding hoge weerstandswaarde van R3.
Er is van ST nog een betere versie en dat is de TL431AC

Deze weerstandwaarde van R3 wordt vastgelegt als ik besloten heb, welke IC's er werken met voldoende performance.
Hoe hoger deze weerstand des te lager is de stroom die verbruikt wordt bij hoge Netspanningen.
Natuurlijk kan daar een stroombron op die plek komen, maar dan kom ik weer in de knel bij rond 220V Netspanning.
Dit omdat de meeste stroombron schakelingen redelijk wat spanning nodig hebben om goed te gaan werken.
En dat er dan Fets geselecteerd moeten worden voor de goede stroom...

Dus... voor nu ik hou het bij een simpele goed gekozen weerstand :-)
http://www.bramcam.nl/PreAmp-PSU-10.png

.
Nog iets wat ik hier wil laten zien wat handig is bij ontwikkeling van electronica.
Kijk eens naar de opbouw van de schakeling op dit breadboard, missen jullie niet iets? en dat is spaghetti bedrading!
Omdat ik makkelijk wil experimenteren zonder steeds bedrading los te trekken of sluitingen te maken steek ik wat extra aandacht in de plaatsing van de onderdelen.
Nu kunnen alle onderdelen vervangen worden zonder moeite, dat is wat mij betreft de extra moeite waard va nhet eerst uitdenken hoe jede schakeling op het breadboard monteerd.

De bovenste blauwe lijn is de aansluiting die aan de tweede bufferelco C3 komt.
Links bovenaan is de shunt weerstand R3 van 1K2.
Onder deze weerstand bevind zich de TL431 schakeling.
Rechts van de TL432 zit R10 en C7 wat het extra filter en van de plus van C7 gaat er een draad naar de rode bus bovenaan welke naar Pin-7 van de opamp gaat.

Naast de C7 elco gaat een draadbrugje naar de Anode van de LM329, rechts van de LM329 zit het ruisfilter met de twee blauwe elco's.
De twee elcos welke eerst 15 minuten op 15 volt werkspanning hebben gestaan om daarna getest te worden op lekstroom bij 7V, de lekstroom voor beide was beneden 10-nA.
Vertikaal rechts naast de filter elco's zit de 1N4007 ter beveiliging van de opamp ingang.
Horizontaal is de draadbrug te zien die naar de -ingang van de opamp gaat, deze draadbrug brengt de gefilterde referentie spanning naar de opamp.

Aan de onderzijde zijn ook een rode en blauwe bus aanwezig, de blauwe is de voedings "0".
De rode bus aan de onderzijde is de uitgang van de voeding en de groene elco is C12 over de uitgang.

De bruine elco helemaal rechts zorgt er voor dat de voeding een lage impedantie ziet, deze zit dus bij de emittor van de Powertransistor naar de voedings nul.
De voeding van C3 komt met zo'n 20cm draad naar het breadboard, dus het breadboard moet ontkoppeld worden.
Recht bovenaan zitten de componenten om de basis aan te sturen van de Powertransistor, voor nu 4K7 en een 8,2V zener en ove rdeze serie schakeling 1N8 condensator.

Het rode circeltje geeft de plek aan waar de Powertransitor komt, voor het overzicht zit hij nu even niet in het breadboard.
De manier waarom de onderdelen op het breadboard zijn gezet geeft weinig storingen (kort bedraad en ruimte)
en de onderdelen zijn bij het testen makkelijk te vervangen, verder is het zo overzichtelijk.
Er kunnen nog foutjes in zitten :-) ik heb de schakling op het breadbord nog niet getest, dat komt morgen.
http://www.bramcam.nl/PreAmp-PSU-08.png

.
Hier zit de Powertransistor wel op het breadboard en het is hier nu een D45H11.
Dat is een van de Poweransistor die even snel is als de 2SA1943 en ook de zelfde hFE specificatie heeft en deze is wat makkelijker op het breadboard te prikken.
Het is een van de Powertransistoren die op het lijstje komt van te gebruiken onderdelen voor dit project.
http://www.bramcam.nl/PreAmp-PSU-09.png

Nu weer even wat anders doen!

Gegroet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
blackdog

Golden Member

Hi,

En weer zijn er metingen gedaan en componenten aangepast om de schakeling te optimaliseren.

Een update van het schema.
http://www.bramcam.nl/PreAmp-PSU-11.png

.
Opamp keuze
Als eerste de opamp, welke ik nu heb vastgelegt op een OPA140, welke een moderne opamp is met Fet ingangen.
Verder heeft deze opamp een lage ruis en dat komt mooi uit voor deze schakeling.
Het stroomverbruik is wat hoger van deze opamp, zo rond de 1,8mA, maar dat levert weinig problemen op met de TL431 regelaar, daar hij voor die stroom was uitgerekend.

Gemeten ruis
Om de ruis verder te verlagen heb ik de weerstanden die de versterking van de opamp instellen een factor-3 omlaag gebracht, dit zijn R11 en R12.
Dit samen met de condensator C9 van u22.
De ruis zit nu onder de 3uV aan de uitgang van de voeding en is lastig te meten,
dit door het breadboard en de spanningsval die door de ontkoppel condensator in de massa aansluiting van gegenereerd wordt.
De laagste waarde werd gemeten (1,2uV bij 22Hz- 22KHz) door op de onderzijde van R1 en de rechterzijde van R12 te meten, dit zijn de "sense" aansluitingen.

Referentie ruis
De ruis uit de referentie sectie met de LM329 is met mijn Analyser niet te meten, de AP Analyzer heeft een ruisvloer bij (22Hz - 22Khz) van ongeveer 0,9uV RMS.
Wat ik meet in de huidige meetopstelling is vaak residu brom, de AP Analyzer is symetrysch in en de meetdraden moeten zo goed mogelijk getwist worden voor een zo laag mogelijk brom/stoor signal.
Ook ligt er een matalen plaatje onder het breadboard voor afscherming en dit is verbonden met de voedings "0".

Testen van de TL431 IC's
In het schema is bovenin te zien dat er tijdelijk een testingang aanwezig is geweest om jullie duidelijk te maken hoe ik de TL431 IC's getest heb.
De duurste van TI de TL431B die de beste temperatuur stabiliteit heeft (hier niet van belang) heeft een niet zo beste Ri en is ook in verhouding traaaag.
De AP Analyser zat bij de metingen aangesloten op de bovenzijde van R3 in het schema.
Ik injecteerde via de 1K weetstand e nde 47uF condensator 1mA RMS stoorsignaal in de schakeling.
Ook hierbij moest ik weer opletten hoe de bedrading werd aangesloten om zo min mogelijk last te hebben van de eigenschappen van het breadboard.
Uiteindelijk liggen er nu een tiental TL431 IC's in het ronde archief omdat ze wat ruis en breedbandige Ri niet voldoen.
De beste is de in deze toepassing is de TL431AC van het merk ST
Mooie lage Ri en maar iets boven de ruis van het meest ruisarme typ van TI.
De ST versie heeft ook ee nwat groter bereik, en dan bedoel ik de minimale stroom waarmee hij goed werkt.
Is de minimale stroom eenmaal berijkt dan blijft als de stroom varieerd de spanning over het IC echt mooi stabiel.
Dat is bij de beste TI IC's duidelijk minder, en bij deze hoge uitgangsspanning van 30V goed meetbaar.

Verlaging van de AC gain van de TL431
Om de onderdrukking van het 50Hz signaal verder te verlagen heb ik C4 welke over R5 staat vergroot naar 4u7.
Al deze kleine aanpassingen hebben het ruis en brom niveau van de TL431AC zeer laag gemaakt en C7 eigenlijk niet meer nodig
omdat de OPA140 een hoge voedingspanning onderdrukking heeft.
Ware het niet dat R10 van 220Ωnodig is om de TL431 stabiel te houden met de aanwezige ontkoppel condensator vlak bij de opamp.
Ik laat C7 in het schema staan want die eene condensator maakt ook niet uit op de totale kosten, ik ontwikkel niet voor een productie proces. :-)

Aansturing Powertransistor
De aansturing van de Powertransistor is ook aangepast, ik heb met verschillende waarden van R13 getest, dit samen met verschillende spanningen voor de
Zener D2.
De Zener zal tussen de 15 en 20V worden, en is afhankelijk van de hFE van de gebruikte transistor, de Netspanning en de gebruikte trafo.
Daar til ik niet te zwaar aan, het is alleen van belang als de versterker net is ingeschakeld dat de uitgang van de voeding hoger kan worden dan de ingestelde waarde.
Zo gouw de versterkertrapjes stroom aan trekken zakt de spanning op de buffer elco's en is het probleem over.
Dan kan je zeggen, neem de Zener D2 dan 22V of 24V, hierdoor kom je dan met de uitgangs commonmode in de problemen.
De uitgang van de opamp moet wel voldoende laag kunnen worden om voldoende basisstroom voor de Powertransistor Q1 te kunen leveren.
Met de trafo en instellingen die ik nu heb, hangt de opampuitgang rond de 4V bij gebruik van een 20V Zener en de lage netspanning van 220V.

OPA140 uitgangs eigenschappen

De OPA140 heeft een mooie uitgang, bij meer dan 10mA is de dropout rond de 200mV wat zeer goed is.
En de opamp heeft noog een mooie eigenschap, boven de 1KHz is de openloop uitgangsweerstand zeer laag.
De uitgangs Ri is bij deze opamp veel minder afhankelijk van de nog aanwezige loopgain.
Zonder de tegenkopeling kan hij dus makkelijk, ruim zelfs de stroom leveren voor de basis van de Power transistor.
De basi transitor waar ik nu mee getest heb is de D45H11 welke wat snelheid gelijk is aan de 2SA1943 of de TTA1943 dus gen problmen geeft wat de loop stabiliteit betreft.

LM329 Filter eigenschap
Nog en opmerking betreffende het filter na de LM239 referentie, dit heeft de eigenschap dat bij het inschakelen een klein beetje slingert.
Zie het maar dat de lading een beetje schommlelt tussen de twee condensatoren C5 en C6, dit is wat mij betreft geen enkel probleem,
de versterker trapjeshebben hier geen last van, deze moten zichzelf eerst nog correct instellen en daarna klapt het relais pas om en ka nde versterker zijn werk gaan doen.

Nieuwe trafo's van 2x 15V
Ik heb nog twee trafo's besteld, een is een 15-Watt uitvoering van het 10-Watt model waarmee ik steeds getest heb.
En een 15-Watt ringkern model, met beide doe ik dan nog wat testjes en dat wordt dan de trafo die ik ga gebruiken gekozen.
Het 10-Watt model waar ik tot nog toe mee getest heb, zit net aan de rand van zijn maximale belasting als de hoofdtelefoon uitgang toegepast gaat worden.
En ik wil er een hoofdtelefoon uitgang op hebben dus komt er een wat grotere trafo in
en dan kan ik de stroom door de trapjes voor de hoofdtelefoon nog iets groter maken voor het goed te kunnen aansturen van laag Ohmige hoofdtelefoons.

Er zullen door de andere trafo's geen grote veranderingen optreden in de componenten waarden, de onbelaste spanning van deze trafo's zijn lager maar ook de Ri van de trafo's is lager de kans in groot dat ik iets meer spanning op mijn buffer elco's over houd en dan kan R3 nog wat omhoog in waarde.
Hoe hoger deze weerstandswaarde hoe beter de demping is en hoe kleiner de variatie in de stroom wordt bij Netspannings variaties van 220V tot 245V waar ik mee getest heb.
Als de spullen binnen zijn, wat waarschijnlijk donderdag is zal ik hier laten weten wat er nog aangepast zou moeten worden.
Voor nu ben ik tevreden met het bereikte resultaat.

Shoot!

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"

Ik vind het knap allemaal.

Als ik hier zelf ruis probeer te meten dan heb ik al moeite met 1 mV. Dat is zo ongeveer het minimum van de skoop en/of de omgeving. Die 1 mV heb ik al met kortgesloten probe ingangen, en dan moet ik al goed mijn best doen om stoor-bronnen te elimineren.

En hier gaan Bram gewoon een factor 1000 verder, alsof het niks is.
Petje af.

Wel jammer dat dit topic straks weer in de vergetelheid verdwijnt. Wat mij betreft verdient dit wel een ereplaats, misschien bij "Schakelingen" of by "Artikelen"?

blackdog

Golden Member

Hi deKees, :-)

Dank voor de vriendelijke woorden.

De meeste kleine signalen kan ik meten omdat ik een Audio Precision metset heb.
Verder zijn er een aantal meetversterkers aanwezig waarmee ik nog wat dieper kan kijken dan 1uV.

De gemeten ruisvloer hangt af van de bandbreedte en de impedantie waarmee je meet.
Dus, om een stuk lager dan de 1uV te komen, wordt je ingangstrap bijna altijd laag in impedantie.
Geen idee hoeveel ervaring jij daar mee hebt, maar voor b.v. bandmicrofoons en de Ortofon Moving Coil elementen werk je met signaal niveau's rond de 50 a 100uV en dan wil je nog steeds je ruis hier 70 a 80dB onder hebben.
Vaak wordt er dan een step-up trafo gebruikt voor de "eerste" versteking, zodat er met enigzins normale componenten de rest van de versterking kan worden gedaan.

Wil je geen trafo gebruiken, dan moet je gebruik gaan maken van transistoren die een lage Rbb hebben en/of vele al goede transistoren parallel zetten.
Er zijn een aantal zeer goede Fets beschikbaar die zeer weinig ruis hebben, maar dat gaat dan weer gepaard met ook weer grote inwendige capaciteiten die het opsetten van een mooie versterker lastig maken.

Maar dan heb je b.v. een zeer lage ruis ingangstrap, die zal dan ook een te meten bron moeten zien, met een lage impedantie,
anders wordt door de de stroomruis de goede eigenschappen snel te niet gedaan.
Twee opamps met zeer lage ruis, zoals de LT1028 en de AD797 moet je wel aansturen met een impedantie lager dan 50Ω omdat je anders weinig aan de goede eigenschappen hebt door de bias ruis.
Nu is het voordeel van voedings schakelingen waar ik regelmatig aan meet, dat de uitgangs impedantie daarvan laag is.

Komt er weer een ander nadeel om de hoek kijken, hoe beveilig ik de ingangen van mijn meetversterker als ik geen serie weerstandjes kan opnemen ter bescherming van de ingangen van de meetversterker...
Verder moet je beneden de 1mV symetrisch gaan meten, anders meet je grotendeels alleen EMI en door de symetrische ingang gaat weer 3dB SN verhouding het raam uit :-)

Schema bibliotheek
Ik vind het best als delen of het geheel in de schemalijst van CO geplaasts gaat worden.
Het voedingsdeel is zeer ruisarm, het kan zelfs nog beter en hij heeft op het ogenblik geen echte stroombegrensing, welke ik later toepas als nodig.
Ik plaats mijn topics meestal als inspiratie met de nadruk het zo na te bouwen (het is geen Arduino die en LEDje laat knipperen) en niet zelf te gaan experimenteren,
als je de zelfde specificaties wilt halen en of voldoende kennis heb om te begrijpen wat er allemaal veranderd aan eigenschppen als je component c en x vervangt omdat je deze nu eenmaal hebt liggen.

Even een opamp vervangen zoals in dit voedingsdeel, zonder na te denken over b.v ruis, voedingspanning, bias stromen en faseruimte van de loop, dat zou ik omschrijven als niet zo wijs. *grin*
Mijn schema's zijn meestal ver uitgedacht, maar natuurlijk zie ik ook zaken over het hoofd, daarom gooi ik het nog wel eens hier in de groep :-)
Ik laat het plaatsen van mijn schema's over aan de forum Goden of zij dit willen, als dit zo is lijkt het mij handig dat er wat tekst bij komt zonder mijn vele taalfouten :-)
Dus ge-edit door iemand die daar beter in is.

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"

Op 8 september 2019 17:51:25 schreef deKees:
Wel jammer dat dit topic straks weer in de vergetelheid verdwijnt. Wat mij betreft verdient dit wel een ereplaats, misschien bij "Schakelingen" of by "Artikelen"?

Mee eens. Ik zie zoiets als een schema met kortere of langere toelichting dat geplaatst wordt bij "Schakelingen" en een verwijzing (link) naar het topic waar het schema uitgebreid besproken wordt.

Bezoek mijn neefjes' site: www.tinuselectronics.nl

Op 28 augustus 2019 10:25:27 schreef blackdog:Eerst even het schema.
[afbeelding]

Even wat uitleg over dit schema.
De Zener D1 welke een LM329 is, dat is een LM399 zonder oventje ingebouwd heeft een zeer lage Ri, rond de 0,5Ω
Om de Zenerstroom toch zo schoon mogelijk en stabile te maken, wordt de Zenerstroom gemaakt d.m.v. een stroombron en wel met Q1 en de rode LED1.
Om er nu voor te zorgen dat de rimpelspanning op C3 niet de basisstroom vanQ1 kan gaan moduleren heb ik de basis weerstand van Q1 opgesplitst, dat zijn R3 en R4.
Op het knoopunt heb ik een elko aangebracht C4 die de aanwezige rimpel voor een flink deel onderdrukt, denk dan aan ongeveer een extra -20dB bij 50Hz.
De rode LED1 wordt ook als Zener gebruikt en deze zorgt verder dan ook weer voor zowel DC als AC variatie onderdrukking door variatie van de spanning op C3.
De rode LED1 houd dus de basis spanning contand van Q1 en deze basisspanning samen met de waarde van R5 bepalen de stroom door de Zener D1.
Ik had op ongeveer 3mA gerekend, maar dat werd wat meer door de hogere drempel van mijn gebruikte LED, welke normaal rond de 1,6V ligt voor ee nstandaard rode LED.
De wat hogere drempelwaarde van mijn high efficieny is hier geen enkel probleem, alleen een wat hogere stroom dan berekend door de Zener D1.

Is het niet logischer om C4 tussen knooppunt R3/R4 en de massa aan te sluiten?

blackdog

Golden Member

Hi dawmast,

C4 staat speciaal over die weerstand, deze verlaagt de "gain" voor AC dus daardoor is de Ri van de TL431 voor AC veel lager.
De 20dB extra demping komt dus door het verlagen van de AC versterking van de TL431.
Voor DC blijft deze dus gewoon rond de 12x (30V/2,5V)

Dit project staat niet stil ondanks dat ik niet zoveel gepost heb, had een beetje andere werkzaamheden te doen.
Maar wel in de tijd die beschikbaar was aardig wat metingen gedaan aan nieuwe transformatoren en testen hoe de schakeling reageert op kortsluiting en wat andere testen.
Dit koste mij een vijftal hele mooie opamps en een power transistor... *grin*
De mooie dynamische responce die ik behaalde met deze schakeling gaat met het laatste schema ten koste van de degelijkheid bij kortsluiting.
Nu is dit geen LAB voeding, maar hij mag best een beetje degelijk bevatten tegen kortsluiting.

Ondertussen ben ik al weer verder met aanpassingen in het schema m.b.t. de kortsluitvastheid.

Voor mijn setup heb ik besloten de hoofdtelefoon buffer niet toe te passen.
Niet omdat hij niet goed is, in tegendeel zelfs, maar het stroomverbruik vind ik te hoog als hij vele uren blijft aanstaan.
Natuurlijk kan de hoofdtelefoon buffer afgeschakeld worden met wat extra onderdelen.

Nu weer verder met iets anders :-)

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"

Nu weer verder met iets anders

De reisreferentie ? :-)

blackdog

Golden Member

Hi markce,

Dat wordt waarschijnlijk volgende week, wanneer ik daar weer aan verder ga. :-)

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"