Meten aan Chopper en AutoZero opamps

Hi Henk,

Ik ga opamps testen in mijn "offset kastje" voor hun offset en ruisgedrag en
daarna ga ik kijken hoe die opamps werken in het schema dat ik hier heb laten zien.

Is het zo duidelijker?

Groet,
Bram

Ha blackdog,

Helder dan zat ik qua gedachte wel goed ik heb ook even niet veel tijd.
Ik wacht af hoe het met de ruis meting lukt dus volg met belangstelling je topic.
Mijn ruis meter staat nu in test hiermee kan je ook een voeding testen (denk ik).
Maar is wel veel groter qua componenten als jou idee vandaar mijn interesse ik zal proberen een blokschema later te uploaden.

Groet,
Henk.

Eigenlijk is dat juist de charme van analoge elektronica. Heb je nog last van de Common mode op de opamp voor die laatste uV's? Ik kijk uit naar het vervolg.

Bram, is er een relatie tussen dit verhaal en de reisreferentie?

Hi rob040,

Zie het maar als uitzoekwerk voor een goede referentie buffer, dus ook voor de reisreferentie.
De ruis krijg ik wel mooi laag genoeg, voorlopig zie ik alleen nog niet een oplossing die goed genoeg is wat betreft
de degelijkheid van de schakeling.

Ik wil het graag een beetje dumbo proef hebben.

Jullie zullen zien hoe het geheel gaat vorderen.

Groet,
Bram

Hi,

Het is alweer een paar weken geleden dat ik wat heb laten zien betreffende de chopper opamps en de referentie schakeling waarmee ik wil gaan testen.
De laatste keer dus te snel en te weinig nagedacht toen ik poste met als gevolg dat ik een beetje raaskalde.

Maar goed, was een leermomentje en hieronder nu de testschakeling.
De test gaat worden uitgevoerd met de ADA4522 maar de testen met de andere lage offset opamp gaan ook nog uitgevoerd worden.
Het schema is aangepast met een "normale" buffer hier een LT1010 in een PDIP behuizing die niet in de oven komt omdat dit niet nodig is en er is ook geen plaats voor.
Het groene kader geeft de electronica aan die in de oven komt.

Als je goed kijkt zie je ook veranderingen aan de kant van de kachels van de LM399 referentie's.
De diodes ter voorkoming bij kalamitijten heb ik vervangen door een 1Ω weerstand en de voeding van de kachels wordt zwevend uitgevoerd.
De 1Ω weerstand verbind dus de zwevende voeding door met de - niveau van het referentie deel.
De schakeling gaat uit een kleine trafo gevoed worden.
De diode D1, de 1N4007 zorgt er voor dat de kachels niet omgepoold aangeloten kunnen worden.

De Zener delen uit de LM399AH worden gevoed vanuit de uitgang, want dat is de meest stabiele voedingsbron hiervoor.
Je ziet ook nog wel eens dat de voeding uit een externe gestabiliseerde voeding komt, maar dit is nooit optimaal volgens een app note van Bob Dobkin.
En wie ben ik om daar tegen in te gaan

Dan komen we bij de mix weerstanden aan en dan bedoel ik in onderstaande schema de groene R4 en R5, welke 20K per stuk zijn.
Ik heb nog één mooi Vishay dual 20K weerstand op voorraad en grote kans dat deze op die plek komt.
Deze twee weerstanden zorgen er al voor dat door het mixen van de twee referentie spanningen de ruis al 3dB daald.
Maar het wordt nog een flink stuk beter daar C1 t/m C6 welke film condensatoren zijn met een totale waarde van 60uF.
Dat zorgt voor een kantelpunt van iets minder dan 0,3Hz.
De 2x 20K van R4 en R5 parallel zort er voor dat de +ingang 10K ziet en de vervang weerstand van alles aan de -ingang is rond de 9K.
Wat mij betreft is dit mooi genoeg wat bias compensatie betreft.
En dat speeld dus nog steeds mee bij een opamp met Fet ingangen zoals deze ADA4522.
Hoeveel de Bias echt is, is slecht afleesbaar in de datasheet, en zal tussen de 50 tot 150pA zijn.
Doordat alles op 42C gehouden wordt is de temperatuurdrift van de offset en de bias stromen van de ADA4522 geen groot probleem tussen 15C en 30C.
Dit temperatuur bereik zijn enigzins de normale, als je nog nauwkeurige spanning metingen wilt doen.

De LT1010 is aan de uitgang uitgerust met de beveiliging d.m.v een gesplitste uitgangs weerstand met twee Schottky dioden.
De LT1010 kan grote piekstromen verwerken voor een korte tijd en maakt daardoor de schakeling degelijk.
D6 zorgt er voor de de uitgang nooit verder kan worden opgelift dan 12V en als de Referentie schakeling niet aan staat zort D5 er voor dat de voeding van de buffer en de ADA4522 meelift met de aangeboden positieve spanning.
D6 wordt een 1.5KE 12A die ook helpt als er reverse spanning op de uitgang wordt aangeboden, omdat dit een Uni-directional type is.
Misschien zet ik toch nog een extra Schottky over de uitgang in sper, dit i.v.m. de lagere waarde van de geleidings spanning.

De schakeling rond de opamp is ook nu weer opgebouwd al Low pass filter, alleen is het kantelpunt een stuk hoger dan het kantelpunt van het referentie filter.
Hiermoet nog wat metingen aan gedaan worden maar de schakeling opbouw zal wat dit betreft nu niet meer veranderen alleen misschien nog wat waarden van C8 en C10.
C8 heeft een serie weerstadn gekregen om er voor te zorgen dat er wat extra bandbreedte beschikbaar is i.v.m. "snelle" belasting vaiaties.
Als het kantelpunt te laag legt van de filter opbouw, dan wordt het lasting de Ri. van de schakeling laag te houden.

De 10K weerstand aan de uitgang dien er voor dat er altijd een belasting aanwezig is die de uitgangs condensator leeg trekt.
Door de andere uitgangs buffer, zal de schakeling niet altijd betrtouwbaar opkomen.
Daar denk ik nog over na om te kijken of ik dit met een paar onderdelen buiten de oven (er is weinig plaats) betrouwbaar te laten werken.

Shoot!

Groet,
Bram

Hi!

Vanavond het aangepaste schema getest, en dit schema ziet er zo uit.

Nog even over de voeding van de kachels van de LM399 IC's ik heb in het schema geprobeert duidelijk te maken dat de stromen hiervan de referentie schakeling niet kunen beinvloeden.
Maar volgens de datasheet mag de voeding niet geheel zwevend zijn dus is R1 aangebracht van 1Ω die dus beide voedingen koppeld.

De andere aanpassingen bevinden zich aan de uitgang van het schema.
Q1 is aangebracht en ik maak gebruk van een deel van de uitgangsweerstand voor het sensen van de stroom.
R10 en R17 in het schema hebben dus meerdere functies.

1e functie
Bescherming van de LT 1010 buffer, deze kan grote piekstromen leveren en heeft inwendig aan de uitgang al ongeveer 7Ω als serie weerstand,
zodat hij inherrent stabiel is voor capacitieve belastingen en R16 en R17 maken dit nog beter.

2e functie
D4 en D5 samen met R17 zorgen er voor dat als je energie in de uitgang zou sturen als b.v. de referentie uit staat de +15 voeding van het geheel door D5 mee omhoog gaat.

3e functie
R16 en R17 zijn een deel van het Low Pass filter samen met C10 welke na nog een paar te doen testen waarschijnlijk naar 100uF gaat.
Het tweede deel van het filter is de feedback weerstand R13 en R14 samen met C8.

4e functie
R17 is de sense weerstand voor Q1, deze trekt bij kortsluiting de stroom weg aan de ingang van de LT1010 buffer.
De totale stroom zonder D7 en R20 is nu ongeveer 33mA bij volledige kortsluiting.

De Zener D7 en R20 diene er voor dat de schakeling altijd opstart, dat doet hij nu ook zonder deze componenten maar dat is waarschijnlijk afhankelijk van het beetje offset
dat net goed uitkomt om op te starten.
D7 wordt waarschijnlijk 12V, de beperkt de kortsluitstroom die dan voor een deel ook door de collector, Emittor van Q1 loopt.

De ruis gemeten bij een 22Khz bandbreedte zit rond de 1uV RMS, dat kan ik misschien nog een beetje verter tunen, we zullen zien hoever ik daarmee kom.
Vooralsnog ben ik er tevreden over.
De ruis veranders ook niet bij verschillende belastingen, 10mA extra uit de uitgang is niet terug te vinden wat DC shift betreft (kleiner dan 1PPM) en ruisgedrag.

Het gedrag wat ruis betreft met deze buffer is duidelijk beter dan met de transistor buffer.
Dus uiteindelijk heeft Titatommeke wel gelijk wat de buffer betreft, dit is duidelijk beter, nadeel is wel dat een buffeer een stuk duurder is dan een transistor.
Maakt mij niet uit, ik heb hier zeker 50 buffer IC liggen van verschillende typen.
Let wel op dat de eventueel nabouwer een buffer gebruikt die de 15V voeding goed aankan.

Als het meezit in het weekeinde nog wat metingen aan deze schakeling en verslag hiervan.

Groet,
Bram

Ha blackdog,

Het koste mij even tijd om het pistool (shoot!) te vinden
Dan een paar ideeën/opmerkingen.

Is het wel een goed idee om het laagdoorlaatfilter tussen LM399 en versterker te schakelen ?
Ik verwacht niet veel voordeel eerder nadelen de versterker die je gaat gebruiken is een Chopper versterker de 1/f ruis is aan de ingang is al gedempt daar kan en tweede orde laagdoorlaatfilter niet aan tippen.
Voor de LM399 is het i.v.m. de lekweerstand van de condensatoren ook niet echt prettig dit geeft een onnodige rimpel op de uitgangsspanning van de LM399.
Als het filter wel op die plaats gebruikt wordt zou ik een image filter bootstrapping techniek gebruiken om de lek te minimaliseren.
Zo'n Chopper vindt het niet prettig om een grote condensator aan de ingang te zien het zijn tenslotte allemaal schakelaartjes en je kunt dan ook baseline vervorming verwachten.
De beste resultaten ( is mijn ervaring ) met een Chopper versterker is als de versterking minimaal 4 keer is i.v.m. het storende component dat is met de LM399 niet haalbaar spanning aan de ingang is al te groot.
Een ander aspect is de En op de inverterende ingang die ontstaat door lek in de Chopper versterker deze ruis wordt door de Fb naar de uitgang gevoerd hier zo goed als kan een lage impedantie gebruiken.
Dus als je de keuze heb tussen 100 k /10 k of 1 k / 100 dan heeft de laatste heeft de voorkeur !!
Voor de instelling zou ik de pot-meter combinatie niet parallel aan R7 R8 schakelen maar op het knooppunt R7,R8 eventueel temperatuur gecompenseerd.
Het start up circuit kan mijn inziens ook door middel van een weerstand van uitgang Chopper versterker naar de + ingang maar ik begrijp dat de schakeling ook nog andere doelen dient.
Nog even terug naar het eventuele filter wat nog wel interessant kan zijn is om achter de Chopper versterker een 4 kHz filter te schakelen met een lage impedantie 100 Ohm of zo dit om de chopper frequentie en harmonische te onderdrukken.

Algemeen: Is het wijs om de Chopper versterker in de verwarmde ruimte te plaatsen ? i.v.m. de EMI van de Chopper versterker dan zijn behoorlijke naald pulsen weliswaar buiten de band maar toch
Ik berg hem weer op

Groet,
Henk

Hi,

Interessante uitvoering met de transitor die meerdere functie vervuld. Het punt van electron920 is wel iets om in overweging te nemen. Ik verwacht dat die caps voor het laag doorlaat filter de bekende rode capjes zijn? Uit praktisch oogpunt kan het fijn zijn als je minder thermische massa in het oventje hebt. Ben benieuwd of er wellicht nog thermocouple effecten optreden door het gebruik van het oventje.Een kleine delta T tussen de uitgang van de chopper en je '-' heb je misschien al snel te pakken.

Hi Titatommeke,

En Henk ook, maar jij staat even in de wacht omdat het meer tijd kost om een aantal vragen goed te beantwoorden.

Er zijn natuurlijk een aantal variabelen waar ik nog te weinig ervaring in heb, maar de thermische massa vna de condensatoren lijken mij geen probleem.

Ik ga proberen rekening te houden met de warmte va nde LM399 Zeners, dus met zo lang mogelijke pootjes monteren en de pootjes "gevormt" met mijn speciale tangetjes, er komt dan een golfje in het draadje.
Daarna worden de gaatjes in de print die niet nodig zijn verwijder.
Verder ga ik proberen zover de ruimte het toelaat om de Zeners nog te isoleren.

Dat zorgt er voor dat er er minder thermiek optreed in de oven.
Ik verwacht geen problemen met de Auto Zero opamps, voor al niet de moderne versies.
Ik heb net nog even de OPA189 gemeten op spikes rond de uitgan en de ingangen.
Wat mij betreft zijn die niet simpel te dedecteren, van echte chopper gerammel is eigenlijk weinig terug te vinden met de moderne typen.

Gisteren nog wat vergelijkingen gedaan in mijn opamp testkastje, en de OPA189 is op het ogenblijk de winnaar en dan heb ik het over de ruis in de lage frequenties, hij is net wat rustiger dan de ADA4522-1 die nu op de tweede plaats staat bij mij.

De link hieronder op EEVBLOG staat veel info van een gebruiker die metingen en spice simulaties heeft gedaan aan AZ opamps en andere lage ruis broeders.

https://www.eevblog.com/forum/metrology/low-frequency-noise-of-zero-dr…

De bedrading uit het oventje moet met zo mijn mogelijk overgangen gebeuren, als je daar rekening mee houd dan valt het mee.
De bedrading van de uitgang van de AZ opamp naar de ingang van de buffer is totaal onbelangrijk dat zit binnen de loop.
De sense draden, daar gaat het om samen met het goede punt waar de voedings nul wordt aangesloten.

De 2x +15V is ook verder niet van belang, maar bij alle bedading van precisie instrumenten zal je altijd rekening moeten houden met stroorvelden zo ook hier.

De oven is een dikke ALU behuizing die door een aantal dikke transistoren lineair geregeld wordt, de gain van de oven zit tusssen de 150 en 200 in met redelijk goede isolatie.
De oven controler kan ruim 15-Watt leveren maar onder normale LAB temperaturen is er maar ongeveer 1,5-Watt nodig voor de bijna 42C.

De buffer en de onderdelen rond de aansluitbussen wil ik in een klein stalen TEKO kastje monteren en het geheel komt ook nog in een metalen behuizing.
Er komt maar 1-verbinding per "gevoelige" aansluiting, dus geen connectoren er tussen.
Verder waar kan wat ferriet kralen.

Thermokoppel effecten treden op bij temperatuur verschillen bij verbindingen.
Dus als je er voor zorgt dat de bedrading zo veel mogelijk de temperatuur heeft dan zijn de thermokoppel effecten zo klein mogelijk bij deze verbindingen.

Verder ga ik mijn best doen de gain weerstanden zo dicht mogelijk bij elkaar te houden rond de opamp, maar daar de oven zo god mogelijk dicht gemaakt wordt,
heb ik denk ik geen problemen met temperatuur verschillen rond de opamp.

Nu tijd om even uit te rusten, weer een drukke dag geweest.

Groet,
Bram

Hallo Blackdog,

Ik ben benieuwd of je nog progressie hebt gemaakt na de feedback op eevblog. Ik kijk uit naar de volgende iteratie van je ontwerp.
Met vriendelijke groet
Titatommeke

Hi Titatommeke,

Ook vanavond zit ik een en beetje apatisch voor mij uit te staren naar een TV serie door de drukte.
Ik hoop volgende week weer tijd en rust te hebben, om weer verder te werken aan de bufferversterker, oventje en de Chopper test schakeling.

Verder ook nog een condensator DA en lek testkastje.

Mijn condensator test betreffende het bootstrap filter met 2x 470uF loopt ook nog steeds, het setje elco's geeft minder dan 1uV drempel over een 10K weerstand.
Ik kan niet anders zeggen dat dit uitstekend werkt, maar dat wist ik eigenlijk al omdat dit ook in mijn 10V LAB referentie zit.

Groet,
Bram

Hi,

Ik zie dat het al weer een maand geleden is dit ik iets in dit topic heb geplaatst...
Hoe de tijd vliegt als je aan het werk bent.

Spice
Ik ben met LTSpice aan het stoeien geweest om het filter gedrag zo mooi mogelijk te maken, het pulsgedrag en het ruisgedrag te optimaliseren.
Niet vergeten, Spice is nooit eerlijk en ik heb ook nog te weinig ervaring met LTSpice, dat is dus een "verlies-verlies" situatie *grin*

De LT1010
Laten we beginnen met een uitgebreid LTSpice schema van een eerdere versie met de LT1010 buffer er in.
De zaken die niet direct van belang zijn heb ik uit de schema's gelaten, dit weer voor de duidelijkheid, zo geen beveiligings componenten aan de uitgang.
Ook is er maar een enkele voedings aansluiting te zien, dus ook geen sens draden.
Deze componenten waren niet nodig voor de metingen die ik heb gedaan aan de schakeling.

Eerste simulatie
Dit zijn drie simulaties, de bovenste is het pulsgedrag, de 7V DC spanning die de Zener voorsteld, voorzie ik van een +100mV positieve puls.
Deze puls heeft 1uSec flanken en de puls is 200mSec breed, rechts is zichtbaar hoe de schakeling op de puls reageerd, de cursor staat bij het punt dat de uitgang weer op 1PPM stabiel is.

Tweede simulatie
Deze simulatie laat de bandbreedte en het fase gedrag zien, -3dB rond de 44Hz, verder is het gedrag rond het kantelpunt netjes,
maar dat was ook al aa nhet pulsgedrag te zien.

Derde simulatie
Dit is een simulatie van het ruisgedrag van de schakeling.
Er is een flinke bobbel te zien in het ruisgedrag van deze schakeling.
Het vier me al op, dat als ik de serie weerstand aan de ingang van de LT1010 dat dit echt veel variatie in het ruisgedrag gaf.
Normaal maakt het niet veel uit als je een buffer opneemt in de loop van een opamp, maar hier zit de LT1010 niet volledig binnen de loop
door het feedback path van R5 en C2.

Het plaatje is klikbaar.

.
Morgen het tweede deel van dit project, maar eerst nog even het schema dat ik dan ga bespreken.
Verschillende buffers zat hier beschikbaar, maar tot zo'n 20mA werkt deze uitstekend ruisarm met een NE5532A.

Groet,
Bram

Hi,

Weer een stukje van de uitleg van deze filtrende referentie buffer.

Nog even een herhaling wat ik wil, waar deze Refbuffer aan voldoet, men leest namelijk vrij slecht forum texten.

1e
Degelijk, dus bescherming tegen mishandeling van de uitgang, dit deel is nu niet opgenomen in de testen/uitleg van het buffertrapje.

2e
De ruis van de buffertrap wil ik zo laag mogelijk hebben, zonder dat de DC stabiliteit wordt aangetast, dit maakt vrijwel alle lage ruis opamps niet bruikbaar.
Veel lage ruis opamps hebben niet de DC stabiliteit die ik wil hebben en hebben voor ook hoge bias ruis.

3e
Dit is een anvulling op eis nummer twee, en dat is lage 1/f ruis, dit buffertrapje wil ik zo min mogelijk 1/f ruis laten toevoegen aan het zelfde soort ruis dat uit de referentie komt.
Veel normale ruisarme opamps hebben niet zo goede 1/f ruis, goed genoeg voor audio maar niet voor deze toepassing.

4e
Een zo laag mogelijk kantelpunt zonder dat andere gewenste eigenschappen te veel worden aangetast.
Op het ogenblik zit het -3dB punt tussen de 30 tot 50Hz, dit ondermeer afhankelijk van de weerstands waarden die de versterking van de bufferversterker instellen.
De belangrijkste afweging is hier, het ruisgedrag van de refbuffer en de stroom door de sense weerstanden, hier kom ik later nog op terug.

5e
Filter werking, de componenten zijn zo gekozen dat de schakeling een heel mooi gedrag heeft bij pulsen, denk maar aan een soort Bessel karakteristiek.
Deze bufferversterker wil ik zo univerzeel mogelijk houden, dus als je de ingang varieerd dan wil ik dat graag binnen 0,5 seconde de uitgang stabiel is.
Ook bij mishandeling moet de uitgang snel weer op zijn normale niveau zijn, dit heb ik echter nog niet getest.
Het is dus niet de bedoeling een zo stijl mogelijk filter te bouwen met dit trapje.
Een groot deel van de ruis uit de referentie boven de 10Hz wordt al door het Bootstrap condensator filter verwijderd,
de filterwerking van dit trapje zorgt er zo goed moelijk voor dat de ruis van dit trapje zelf zo laag mogelijk is.

.
Mooi, er zal nog wel meer zijn, maar dat kan ik altijd later nog aanvullen!
Hieronder zie je dus het schema van de Referentiebuffer is LTSpice.
De DC waarde is dus geen 10V maar voor hier niet van belang, dit komt omdat het trim circuit hier niet is opgenomen om hem op 10V te brengen.

De plek waar nu dus de NE5532A zit, was eerst een LT1010 buffer, door de opbouw van mijn schakeling is die wel goed voor b.v. meer dan 100mA uitgangsstroom,
maar niet zo goed voor een mooi ruisgedrag, door de schakeling opbouw zit de LT1010 versterker niet binnen de loop en
de opamp corrigeert de buffer voor AC niet volledig, waardoor ondemeer het ruisgedrag hierdoor niet optimaal is.
Dat probleem is hier dus opgelost door gebruik te maken van een NE5532A die ik parallel zet voor beide opamps.
Dit parallel zetten levert behalve voldoende stroom ook, een lagere ruisbijdrage op van dit deel van de schakeling.
Wil ik meer dan 20mA dan zal ik toch naar een ander oplossing moeten gaan zoeken.

Dit is de frequentie en de fase sweep.
We starten bij 1Hz en er is te zien dat bij de ze lage frequenties de versterking ongeveer 3dB is, dit is nodig om de ongeveer 7V van b.v. een LM399 naar 10V te brengen.
Het -3dB punt zit bij de gebruikte componenten in het schema rond de 28Hz, bij 100Hz is het -10dB en bij 1KHz is de demping -29dB.
Hierna volgt een stuk dat vrijwel recht loopt omdat dit geen normaal 12dB/Oct filter is.
In serie met C1 van 4,7uF zit een 1K weerstand en in serie met de condensator C2 zit een 1Ω weerstand.
Vanaf 100KHZ wordt de demping weer groter en deze demping komt dan alleen nog voor de rekening van de CER condensator van 1uF C3.
Laten we er vanuit gaan dat ik een goede condensator voor C2 gebruik, deze zal een lage ESR hebben ver beneden de 1Ω serie weerstand die ik heb opgenomen.
Want ik bepaal graag wlke impedantie ik op dit punt wil hebben, op EEVBLog kreeg ik een dsoort "uitbrander" omdat ik deze 1Ω weerstand toepaste.
Duidelijk van iemand die ontwerpt op minimaale hoeveelheid van componten en niet voor een stabiele schakeling.
Je gaat tot geen lagere kwaliteit condensator gebruiken omdat daar de ESR slechter van is om een weerstand uit te sparen!
Natuurlijk ben ik mij bewust van allerlij economische motieven die bedrijven hebben, maar ik maak graag mijn eigen keuzen.

Ok verder na deze uitstap. de Rc van de 100uF condensator is bij 100KHz in theorie 16mΩ en dus veel kleiner dan de opgenomen serie weerstand R9 van 1Ω
Bij deze frequenties heb je dus de demping van de 2x parallel 100Ω van de NE5532(plus de close loop uitgangs impedantie van de opamps) en de 1Ω weerstand.
En dus rond de 100KHz is zichtbaar dat de 1uF CER condensator mee gaat doen voor de demping richting 1MHz en hoger.
Door de serie weerstand R9 van 1Ω treed er ook geen resonantie op tussne deze onderdelen, R9 haalt de Q uit het systeem.

.

.
Mooi, nu eerst een broodje eten, en is het tot nog toe een beetje duidelijk?

Groet,
Bram

Hi,

De volgende metingen, deze betreffen het pulsgedrag en ik heb er voor gekozen het ingangssignaal met 100mV te verhogen en dan te kijken hoe de schakeling hierop reageert.
Later doe ik ook nog simulaties, om uit te vinden hoe de schakeling zich gedraagt ten tijde van overbelasting aan de uitgang.
Dit is het schema met onderin het simulatie puls commando.

.
En hieronder het resultaat, de puls wergave ziet er netjes uit en waar de cursor staat is de uitgangspanning binnen 1PPM weer stabiel en dat is na 0,2 seconde nadat de flan naar beneden gaat.
Het doel is b.v. ook om een variabel spanning aan te bieden aan de buffer en dan zit je er niet te wachten dat het lang duurd voor de uitgang van deze schakeling stabiel is geworden.
Veel eigenschappen hangen allemaal van elkaar af, zoals ik al eerder had aangegeven, wil je een 1Hz kantelpunt om nog meer ruis te onderdrukken,
verwacht dan niet dat je schakeling snel op de definitieve uitgangsspanning staat.
En dan heb ik het nog niet gehad over de grote van b.v. C1 die dan ook zo'n 30x hoger in waarde moet worden, dat is een hele grote film condensator!

.
Dan komen we nu aan bij het ruis gedrag, en ik worstel er nog steeds hoe ik dit deel zal behandelen, ik ga gewoon beginnen en zie wel hoe het gaat lopen.
Het heeft weinig zin om naar een perfect ruisgedrag te gaan zoeken/ontwikkelen als je bron zelf al een vrij groot ruisgedrag heeft.
Hieronder wat plaatjes die laten zien wat de ruis is van wat referentie bronnen en wat metingen aan mijn schakelingen.

Maar eert wat info over ruisbronnen, o sorry, ik bedoel referentie onderdelen, zoals spanningsreferentie IC's en wat Zeners.
De onderstaande lijst laat zien bij welke referentie spanning welke waarde hoort in PPM en procentueel.
Bij 10V is één PPM 10µV en procentueel is dat één tienduizendste procent.

Dit lijstje laat ik zien omdat ik b.v. wel een leuke buffer kan maken voro de 10V uitgansspanning maar als ik de buffer wil gebruiken voor een variabel toepassing dan kan je door het lijstje snel zien hoe goed de buffer moet zijn wat ruis betreft bij 100mV uitgangsspanning.
Dan zou bij deze 100mV de ruis aan de uitgang niet boven de 100nV mogen komen en het liefst nog beter!

Natuurlijk is er een optie tot een spanningsdeler aan de uitgang, maar daarmee win je wel dynamiek maar gaat ook ten koste van de Ri van de uitgang.

.
Dit is de ruis van een van mijn testschakelingen met de ADA4522-1 en de LT1010 buffer, dat ziet er niet zo goed uit rond de 10Hz.
De schakeling deed het wat andere eigenschappen betreft best aardig, maar met het Himalaya ruisgedrag was ik toch niet echt blij.
Na wat spelen met de ingangsweerstand van de LT1010 buffer, werd het na wat nieuwe ruismetingen duidelijk dat de bias ruis van de LT1010 te veel meespeeld in deze schakeleing.
Ik had al eerder gezegt hier op het forum dat door de opbouw van de schakeling je de gebruikte buffer niet als perfecte draadje met stroomversterking kan zien.
De buffer hangt niet volledig in de loop voor AC en daarom mag je b.v. zijn ruisgedrag niet negeren.
Tijdens de Spice sweeps dacht ik aan een opmerking op het EEVBLog over de buffer, dat je ook zoiets als een NE5534A kan gebruiken.
Dus uiteindelijk zit er nu een NE5532A in zodat dus ruis naar beneden gaat en ik ook makkelijk 20mA kan leveren als ik dit nodig vind.

.
Waar wel rekening mee moet worden gehouden is dat er misschien geen ruisprofiel van de NE5532 in LTspice zit.
Dus de onderstaande plaatjes die ik zo laat zien kunnen nog gelogen zijn, het blijft Spice!
Ik zal dus ook nog een test moeten doen met een opamp van ongeveer gelijke capaciteiten waar ook een ruisprofile in zit om de verschillen te kunnen zien.
Het kan best zijn dat de NE5532A ruisvrij is die in de LTSpice library zit.
Ik denk dat ik de eerste testen ga doen met een LT1007 die redelijk overeen komt met een dual NE5532A.

Laat ik eerst een plaatje zien van de zover ik weet de meest ruisarme zener en dat is de LTZ1000.
De meeste proefschakelingen laten allemaal een serie weerstand van 120Ω zien voor de zener in de LTZ1000 wat dan neer komt op ongeveer 5mA dus iets beter dan de 4mA op het plaatje.
Dit plaatje laat goed zien hoe sterk de Zener ruis afhankelijk is van de stroom die er doorheen loopt.
Bij de meest gebruikte 5mA zit de 1/f ruis dus bij 1Hz en rond de 45nV/√Hz.

.
Het is nu wel duidelijk dat het ruisgedrag van mijn buffer met de LT1010 in ieder geval niet voldoet als hij achter een LTZ1000 zou worden gebruikt.
Deze schakeling is ook niet direct bedoeld om een LTZ1000 te bufferen, maar b.v. voor LM399A en andere goede IC referenties.
Maar dus ook bij de LM399A en zeg de LT1021-7V moet de schakeling zo min mogelijk ruis toevoegen en
ik laat nu eerst de ruis van dit soort IC's zien en de ruisgrafieken die ik heb gevonden van de NE5532A en dan hoeveel mijn schakeling ruist.

De Philips grafiek van de NE5532A

.
En deze is van TI, waarschijnlijk door een stagiere getekend, zo van: doe maar wat, daar ligt een lineaal hier zijn vijf waarden en klieder maar wat.

.
Het ruisgedrag van de LT1010 buffer, er is zeer goed te zien dat bij een varieerende bron impedantie de ruis ook sterk varieerd.
De ruisgrafiek start ook pas bij 10 Hz, en als je de lijn doortrekt naar 1Hz of lager dan wordt get pas echt schikken van zijn ruisgedrag.
Is dit nu een slecht IC, nee naturulijk niet, alleen niet geschikt voor deze toepassing.

.
Mijn geliefde LT1021 met zijn ruisgedrag, de 5 en de 7V versie zijn beter dan de LM399 en de 10V verzie komt overeen met het ruisgedrag van de LM399.

.
Hier is goed zichtbaar waarom de LM399 en ruismonster wordt genoemd!
Bij 10Hz zit hij al op de 170nV√Hz en de LTZ1000 is op die frequentie ongeveer 45.

.
De MAX6350, heeft bij 5V iets meer ruis dan de LT1021 bij 5V en 10Hz.

.
En dan is dit nu het laaste stukje, eerst het schema in LTSpice met het gebruikte ruis commando.

.
En de schakeling geeft deze grafiek wat de ruis betreft.

.
Beneden de 1Hz is de ruis ongeveer 15nV√Hz, en dat loopt voor deze schakeling verder niet op, dat is de mooie bijdrage van de Chopper/Autozero opamps.
De ruis kan nog lager worden als ik er voor kies de weerstanden die de versterking instellen lager te kiezen in waarde.
Als ik in het hier bovenstaande schema R7 5K maak en R6 2,1K dan kom ik rond de 10nV√Hz uit.
Maar dat veranderd ook weer het andere AC gedrag zoals de pulsweergave en het kantelpunt, dat kan ik naturulijk wel ook gaan schalen, maar dan wordt C1 van 4,7uF ook weer groter.
Vooralsnog zie ik voor wat ik nu heb bereikt niet in, om voor het laagste ruisgedrag te gaan, daar mijn referentie bronnen dominanter zijn in hun ruisgedrag.

En al vergeten?
Ik moet nog testen of LTSpice wat ruis betreft wel klopt met de NE5532A, dat wordt mijn volgende stap.

Dit heeft uren gekost om het hier enigzins redelijk te plaatsen, dus nu even rusten!

Shoot!
Bram

Mooi stukje werk Blackdog. Nog een special reden waarom je niet de losse variant van de NE5532, de NE5534 neemt? Die zou je eventueel nog kunnen tunen zodat je 4522 niet de offset fout moet compenseren. De rest van het verhaal op het gebied van ruis moet ik later nogmaals lezen.

Hi Tom,

De NE5532 zit er met opset in, zodat ik voro een toepassing ook wat meer stroom beschikbaar heb.
Door het parallel zetten van de 5532A opamps kom ik aan het zelfde ruisgedrag als de NE5534A.
Wat dissipatie betreft is het wat moeilijk te bepalen wat de verschillen zijn tussen de twee IC's.

De NE5534 of andere buffer MOET binnen de DC loop van de ADA4522-1 zitten om de DC stabiliteit/eigenschappen die ik stel te garanderen.
Wat ik hier dus aan het fabrieken ben, is een buffer versterker die de goede eigenschappen van de moderne Autozero opamp heeft (de OP!89 en de ADA4522 series) en ook een laag ruisgedrag, dit samen met een lowpass filter en goede dynamische eigenschappen.

Verder heb ik gisteren toch nog even wat tests gedaan met andere opamps als buffer, allen met de opamps die een hoger ruisgetal hebben zag ik een kleine bobbel komen in de ruis grafieken, ik kan er redelijk vanuit gaan dat de schakeling doet wat ik wil.
Deze week zal ik de onderstaande schekeling op een China printje bouwen om te kijken of de spice simulaties voldoen dat ruis en dynamisch gedrag betreft.

Dit is het laatste schema en de gain settings weerstanden zijn naar voor R9 10K gegeaan en de weerstand R13 wordt 4x 16K767 omdat ik die op voorraad heb in goede kwaliteit.

.
De ovenschakeling heeft een week aangestaan en kwam met de verandering in mijn werkruimte met ongeveer vier graden verschil niet boven de +- 0,001°C uit.
Ook de meting aan de condensatoren loopt nog steeds in twee meetopstelingen.
De condensatoren die ik nu test zullen ongeveer ook volledig geladen zijn voor de 10-minuten die het duurt voor de oven zijn "basis" temperatuur heeft.

Groet,
Bram

Hallo Blackdog,

Betreft het gebruik van de NE5532A binnen de loop van de OPA189, dat lijkt mij een duidelijk verhaal, de input offset van de NE5532A zou je stabiliteit rond DC aardig verpesten met 5mV bij 50 Ω ingangsimpedantie (als ik het goed lees). Zit de OPA189 in de oven omdat er toch nog plaats over is? Gezien zijn ±0.01 µV/°C offset drift zou je die drift zelfs met een 8.5 digit multimeter niet moeten terug zien. Het resultaat zal niet slechter worden als die wel in de oven zit, mits de langdurige offset voltage drift niet erger wordt bij hogere temperaturen. In het datasheet is die bij 25 °C erg laag. Geen idee hoe dat doorwerkt in termen van stabiliteit R9 & R13, die zullen wel dominant zijn.

Hi Tom,

Kijk eens in de datasheets van de eerste type choppers van LT.
Daar vind je veel info over de errors die optreden bij het aansluiten van de componenten aan de ingangen van de choppers.

De NE5532A komt buiten de oven, deze is niet temperatuur gevoelig.
Hij moet zelfs buiten de oven blijven i.v.m. de dissipatie in dit IC bij wat grotere belasting van de uitgang.
In de oven moet je er voor zorgen dat het vermogen dat gedissipeerd wordt zo stabiel mogelijk is.
Dit omthermiek in de oven zo klein meogelijk te houden.
Dus de LM399 komen gescheiden van de chopper opamp in de oven.

Groet,
Bram

[Bericht gewijzigd door blackdog op maandag 3 februari 2020 12:22:49 (29%)

Ha blackdog,

Weer even meegelezen ik had nog een en ander op papier gezet maar helaas verdwenen
Maar goed je gaat als een razende goed werk en voor de mee lezers er gaat best veel tijd in het schrijfwerk zitten het meten nog daar gelaten.

Ik laat even kort zien welke invloed het filter heeft dit geldt ook voor het originele ontwerp.

Amplitude-frequentie karakteristiek.

Het ruis plaatje van de originele versie met 220 uF en 4,7 uF in de feedback.

Het ruis plaatje van de versie zonder 220 uF en 100 nF in de feedback.

Zonder condensatoren mooi is de ruis toename te zien rond de CHOP frequentie

De rede waarom ik dit laat zien is dat het plaatsen van een filter aan de ingang niet echt efficiënt is het lijk daarom beter het filter aan de uitgang te plaatsen hier mee ben je gelijk de CHOP frequentie en harmonische kwijt
De OPA189 hoeft inderdaad niet per se in een oven de eigenschappen qua drift liggen vele malen beter als de LM399.
Ik zal proberen om de NE5532TI vanavond te simuleren ik heb de gegevens binnen ik denk dat @blackdog een spice model heeft zonder KF en AF dit zijn de ruis parameters.

Groet,
Henk

Ha blackdog,

Nog even de simulatie van de NE5532TI volgens jou schema.

Buffer 1 stuks

buffer 2 stuks parallel

Ik heb ook nog gekeken wat het effect is als je een + en - voeding gebruikt dit i.v.m. de warmte ontwikkeling je kan verwachten dat de 1/f ruis toeneemt .

Buffer 1 stuks + en - voeding

buffer 2 stuks parallel + en - voeding

Maar goed het ontwerp is gebaseerd op een enkele voeding en dat is prima

De overdracht van de complete schakeling.

En de ruis aan de uitgang.

Groet,
Henk.

Hi Henk,

Dank je voor je bijdrage!

Ik zie geen grote verschillen tussen jouw gesimuleerde schakeling en de simulaties die ik heb gedaan.
Ik kan er dan vanuit gaan dat de referentie ruis dominant is.

Maar zoals ik al aangaf, ik wil dit buffer ontwerp ook voor andere toepassingen gebruiken en dan heb ik het over een soort zeer lage ruis voedingen en of spannings bronnen.
En als de uitgang dan zeg DC 400mV is, wil ik ook graag dat het dynamisch bereik ook goed is en zoals ik het nu getuned heb, denk ik dat ik goed aan mijn eisen voldoe.

Henk, wat betreft je simulatie i.v.m. de IC dissipatie van de NE5532A, daar komt zoals al geplaned door mij een koelvin op.(DIP8 behuizing)
Mijn uitgangspunt is bij een NE5532A niet boven de 10mA per uitgang te gaan.
Alles weer afhanklijk van de toepassing waar de buffer in gebruikt gaat worden.

.
Ik heb nog wat gesleuteld aan het boorstrap filter dat achter de parallel geschakelde LM399AH komt.(lever 3 dB ruisdemping op)
Deze is nu uitgerust met 470uF en 1000uF condensatoren.
Ook de weerstandwaarde heb ik aangepast, de bovenste tak heb ik voor een 5K weerstand gekozen,
zodat de lek van de bovenste elco nog minder gaat meespelen ondanks zijn hele kleine bedrijfsspanning.

Spice Schema van vandaag betreffende het bootstrap filter

En dit is de Spice simulatie va nde frequentie karakteristiek.
In het bovenste oranje kader is de demping bij cursor-1 welke op 1Hz staat.
Cursor-2 staat op 10Hz en daar is de demping bijna 39dB.

Ik heb dus uiteindelijk gekozen voor wat minder demping dit ten gunste van minder invloed van de lekstoom door de condensatoren.
Dit filter bepaald dus in de lagere frequenties de demping van de zener ruis en niet de referentiebuffer, deze doet beneden de 10Hz vrijwel niets en dit is ook de bedoeling.

Groet,
Bram

Ha blackdog,

De laatste plaatjes zijn alleen bedoeld zodat je kan verifiëren of jou NE5532 model ook met 1/f ruis rekent.
Ik heb nog naar je ingangsfilter gekeken en de amplitude en ruis met en zonder ingangsfilter.

Referentie met uitgangsfilter

Ruis met filter.

Amplitude zonder filter.

Ruis zonder filter.

Verder heb ik ook even gerekend aan het DC bedrijfspunt ik weet niet of je zelf hier al naar gekeken heb maar dat is wel heel kritisch bij 14,5 V start de spanning niet.
Ik moet wel zeggen dat ik als zener geen LM399 maar een diode van Aeroflex voor de simulatie heb gebruikt.
Van deze diodes heb het spice model maar ook de hardware dit zijn 2.5 V diodes (vandaar dat ik de ADA4528-1 gebruik) dit zijn low noise temperatuur gecompenseerde diodes 0.1 Hz...10 Hz 700 nV Tc 20 ppm bij een 6.8 V exemplaar is de ruis 1 uV en dit is zonder oven
Ik voed deze diode met een contante stroombron deze stroombron zit in een regellus en trimt de diode op minimale ruis.

Het probleem met dit type referentie is de ruis daarom zijn deze niet als primaire standaard te gebruiken.
Ik dacht dat ik al eens iets geüpload had maar dat was een ander draadje over de CHOPPER de ruis op de inverterende ingang is uiteraard een stroom en kan je niet zo maar meten maar is in de mA daarom is de keuze van de feedback deler van belang.

Groet,
Henk.

Hi Henk,

Wat betreft het DC punt van 14,5V dat je hebt gesimuleerd heeft dit betrekking op de "Pull Up" van de 12V zener met zijn serie weerstand?
De Zener spanning en de serie weerstand kan nog verder worden aangepast.
Deze comby zorgt er voor dat bij het inschakelen er wat spanning op de uitgangs elco komt te staat.
Natuurlijk is het bootstrap filter een vertagende factor, maar er is maar heel weinig DC aan de ingang nodig om de loop te starten.

Of heeft dit betrekking op de uitgangsstroom en de daar bij behorende uitgangs commonmode van de NE5532 opamps?

De 15V voeding die is gekozen na inschatting van de uitgangs commonmode en de verliezen in de serie weerstand aan de uitgangen voor de filterwerking en de stroombegrensing.
Die 15V ligt niet hard vast, kan ook 16V worden, met wat marge hou ik die zo laag mogelijk zoals je wel zal weten i.v.m. de dissipatie.

Mooi, nu is het tijd om met Apple aparatuur te gaan worstelen, zie er altijd weer naar uit!

Groet,
Bram