300V regelbare voeding

Ik heb een nachtje zitten nachtbraken en heb het volgende bedacht:

Ik baseer me hierbij op de bijdrages van Blackdog, en het schema van de Delta E0300-0.1-L

Sheet 1 met het regeldeel.

Sheet 2 met de shuntgestabiliseerde hulpspanning.

en dan nog de print zonder koper.

Uitgangscondensator op de aansluitklemmen.

Ik ga er printjes voor bestellen, stuur maar een mailtje als je een printje wilt overnemen.

expert in percussive maintenance
Sine

Moderator

@florick,

Ik zie daar een paar mogelijke problemen ... onder andere het parallelen van mosfets en de gevolgen van een harde sluiting. Morgen (of in het weekend) meer ...

Klopt, de eerste versie van de print verdiend geen schoonheidsprijs, maar het werkt in ieder geval op 30V. regelt 0-30V en de CC (0-2A) werkt ook. 300V 200mA is nu een kwestie van vier componenten vervangen.

Ik weet niet hoe ongelijk dit soort mosfets zijn, een uiteindelijke versie krijgt vier mosfets met weerstanden in de sourceleiding om de stroomdeling te forceren.

Nu nog een HSP trafo scoren zodat ik de schakeling met 300V kan belasten.

Heeft er iemand zin om met mij samen de CC en CV comparator compensatie te bepalen? Ik heb het nu stabiel door gewoon een hele trage opamp te nemen (LM358) en een LT1010 buffer. maar het zou ook zonder buffer moeten kunnen, scheelt toch weer 7.50 op de Bill of materials.

expert in percussive maintenance
blackdog

Honourable Member

Hi Floric, :-)

Je wilt wat info/inzicht, nou dat kan! :-)

Als eerste echter wel dit, het schema is niet echt duidelijk.
De naar bovenstaande opamps zijn geen probleem, maar de uitgang van de opamps na de twee dioden D4 en D5 (pull up door R12) is niet duidelijk.

Stuurt dit nu de twee MOSFets aan of de ingang van de LT1010?
Beter is om twee versies te tekenen en hier te laten zien.

OK, wat zie ik verder in het schema...Als eerste dit, de twee MOSFets niet op deze manier parallel zetten, ieder een eigen Source weerstand geven, begin eens met 1Ω.
En vanuit de LT1010 uitgang, ieder met 10 tot 100Ω een gate weerstand geven.

De Drain aansluitingen moeten een lage impedantie zien bij jou is dat 100Ω van R10, dus plaats aan de Drains een elco van 100uF naar massa, let op het punt waar je dit doet!, ik denk aan de linkerzijde van D1 een goed punt is.

Ik heb niet je print nagelopen maar je opmerking over stabiliteit van het geheel bevreemde mij, totdat ik een knooppunt zag in je schakeling
dat misschien een tekenfoutje is en zeker je fase marge om zeep helpt.

R20 met C8 in serie zit aan de verkeerde kant van R23 van 470Ω
Deze serie schakeling van deze componenten zal je ode de drie in serie staande 100K weerstanden moeten zetten.
Het kantelpunt dat je hebt gekozen, dat is 3x100K en 0.22µF is aan de lage kant(2,5Hz) kan maar je kan ook kiezen voor een wat hogere waarde.
Dit heeft weinig invloed op de fase marge, maar helpt wel met ruis in de lage frequenties, zou je als het geheel stabiel genoeg werkt zou dit een "tune" puntje kunnen zijn.

De TL082 moet stabiel kunnen werken maar er zijn natuurlijk ook opamps tegen een flinke meerprijs die een grotere fase marge hebben.
Denk dan aan van gemiddeld 60-graden marge naar rond de 90-graden.
Door R20 dus naar het goede punt te verplaatsen(knooppunt R27, R24), kan je R20 ook nog een beetje grote maken zodat de AC gain wat groter word.
Dit moet je dan nog wat meer fase marge geven.

Dan nog dit, hou er rekening mee dat bij een 300 a 350V voeding maakt, de hoeveelheid ruis/prut een vermenigvuldiging is van de referentie spanning en je instelweerstanden, welke bij jou R27 en de 300K van R24, R25 en R26.
Bij jou ga je er denk ik vanuit dat door R27 1mA gaat lopen, dit daar er dan 300V over de 300K weerstand valt.

Laten we eens aannemen dat je een 5V spanning DAC gebruikt, R27 moet dan 5k worden om volle schaal 1mA door de 300K weerstand te veroorzaken.
Die 5K samen met de 300K weerstand geeft rond de 60x versterking, dus alle ruis en voeding variaties worden ook zoveel versterkt.
Die versterking die ik hier aangeef wordt wel weer voor een deel gecompenseerd(verkleind) door C8 en R20.

Ok, dan nog ene puntje R17 heeft een lage waarde van 47Ω, dat maakt dat C12 en R22 in verhouding lage waarden krijgen door de lage impedantie aan de inverterende ingang van IC2B.

Voor opamps met JFet ingangen is de bias stroom geen probleem en voor de normale opamp kan je rond de 3K3 nemen voor R15 en R17.
Het lastige bij lineaire voeding schakelingen is natuurlijk dat je met veel zaken tegelijk rekening moet houden.
Door het verhogen in waarde van R15 en R17 moet je meer rekening houden met de stroom die b.v. C8 en R20 bij fout situaties in de opamp kunnen injecteren bij fout situaties.
Denk er aan dat stromen die richting opamp ingangen gaan nooit boven de 10mA komen.
Als je de twee dioden die over de ingangen staan anders plaatst, dan heb je weinig problemen met de opamp ingangen en heb je alleen de piekstroom die door b.v. door C8/R20 kan lopen bij calamiteiten.

Ik zal dit topic in de gaten houden asl je nog vagen hebt, maar ik heb het de komende dagen redelijk druk.

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
Tidak Ada

Golden Member

Ha Florik,

Wat zijn je eisen/wensen voor spanning en stroom m.b.t. die trafo?
Ik heb hier nog wat trafo’s liggen. Eigenlijk voor buizen versterkers, maar vast wel toepasbaar.
Groet,
T.A

Rommelige werkplek? In de natuur is wanorde de meest stabiele toestand; de entropie is dan maximaal. Het handhaven van "orde" kost daarom altijd energie. ----> TUBE COLLECTORS ASSOCIATION - http://www.tubecollectors.org/

Hoi Tidak, Ik heb intussen een passende trafo met 310V 300mA en 35v 100mA van een kennis in bruikleen, daarmee ga ik morgen meten op een nieuw opgebouwde print. Vooralsnog kan ik zeggen dat de laagspannings testprint geen rommel op de scope geeft bij een Ohmse belasting in constante stroom en constante spannings modus.

Dit is bij een shuntweerstand van 1Ohm en maar 10uF MKT1813(!) Capaciteit aan de uitgang.

Het schema waar Blackdog op reageert, is nagenoeg hetzelfde als het regeldeel van de E-Serie labvoedingen. En ook bij de Agilent voedingen die ik bekeken heb staat de condensator getekend zoals aangegeven.

Met betrekking tot de 100 Ohm weerstand, ja een condensator daar van 100n en geen 100uF zou geen kwaad kunnen, ik zal de weerstand opsplitsen in twee weerstanden, eentje voor elke fet i.v.m. vermogens dissipatie van de weerstand, deze weerstand is eigenlijk totaal overbodig, want de karakteristieken van de gebruikte lineaire fets zijn zo vlak dat bij een harde kortsluiting de gate spanning erg snel moet opgevoerd worden.

Het enige waar ik geen kaas van gegeten heb is de frequentiecompensatie, dat zou volgens mij ook op een velletje papier kunnen met differentiële vergelijkingen. Ik ken wat ingenieurs die wat beter zijn in spice dan ikzelf die voor mij een Bode plot willen genereren.

Het referentiedeel daarentegen heb ik aangepast omdat de 1n829 temperatuurgecompenseerde zener amper verkrijgbaar is, bewerkelijk omdat je ze moet selecteren. Een REF02 of een REF01 (uitgaande van een +20V referentie/voedingsspanning. In een volgende revisie zet ik er een LM329 7.2V referentie in, en een 500 Ohm trimmertje om de 10V in te stellen.

Het mooie aan de shunt voedings referentie sectie is dat deze automatisch ook de power on/power off glitch protectie verzorgt.

LT1010 buffertrap

Die buffertrap heb ik op het laatst toegevoegd als brute force solution, zodat de opamps altijd geisoldeerd zijn van de capacatieve belasting Cgs en Cgd(miller) waardoor je meer keuze krijgt in het proberen van verschillende opamps, zwaardere fets.

Mijn redenering daarbij was dat de print dan relatief makkelijk schaalbaar wordt voor diverse spanningen.

expert in percussive maintenance

Altijd leuk om te zien :)

Wat dingen die in mij opkomen;

  • 300 VAC lijkt wat veel voor een bereik tot 300 VDC aan de output?
  • 5 mA * 300 V = 1,5 W in de TO92 DN2540 ook?
  • Compensatie stel ik gewoonlijk vast door er op een relevante manier een trage blokgolf op te zetten, regel ingang of als belasting, en op de scope te kijken of er ringing is of dat het sneller kan.
  • Ik zou voorzichtig zijn met een 082 op zo een plaats, als hij bij een sluiting in latch-up gaat is dat niet prettig.
  • Klopt de lek-door-deler compensatie door R13,R14 zo?
  • Een CC/CV indicatie vind ik nuttig.

Omdat de vermogens altijd snel veel worden bij zulke hoge spanningen, zou ik een schakelende voor-regeling maken. Zal blackdog wel tegen zijn, dat weet ik.

Je maakt een snelle analoge stroom- en spanningsregeling die gevoed wordt uit "3-4V meer dan de huidige uitgangsspanning". Misschien iets meer.

Een tor met de basis aan de uitgangsspanning (of evt. de basis van de uitgangstor!) de emitter via een weerstand aan de uitgang van de DCDC en de collector aan de feedback-weerstand.

De uitgangstor hoeft nu veel minder vermogen te stoken als je onder in het regelbereik de maximum stroom wil hebben. Als je de boel met een BOOST converter voedt, bijvoorbeeld beginnend met 12V... dan heb je direct een voeding voor de regel opamps en zo.

four NANDS do make a NOR . Kijk ook eens in onze shop: http://www.bitwizard.nl/shop/
blackdog

Honourable Member

Hi :-)

Floric, C8 en R20 dienen er in principe voor om de capaciteiten aan de +ingang van IC2B te compenseren.
Zoals ik al eerder aangaf verlaag je ook de AC versterking van IC2B wat je ruisgedrag ten goede komt.
Zoals het nu getekend is, maakt C8 en R20 je fase marge juist slechter, C8 samen met R23 maken aan low pass filter van iets beneden 2KHZ dat je fase marge kleiner maakt.

R20 moet echt op het knooppunt komen van R24 en R27 om de zelfde functie te behouden zonder verslechtering van de fase marge.
D7 en D8 niet aan de -ingang van IC2B hangen, maar aan de rechterzijde van R11, wat dus de +uitgang van de voeding is.
:+
Uitgang capaciteit
Meestal is het zo dat meer capaciteit ook meer stabiliteit geeft, maar ook hieraan zitten afhankelijk van de schakeling opbouw, beperkingen aan.
Ik ga gemiddeld uit van een waarde van 50µF per Ampere uitgangstroom, bij 100mA zou dat dus resulteren in 4,7 of 10µF als je daarmee kan leven.
Denk dan niet direct aan deze condensator direct over de uitgang, maar zet er een paar Ω mee in serie en dan ook nog 0,047 tot 0,1µF direct over de uitgang voor het beste dynamische gedrag.

Testen fase marge.
Je kan heel aardig dit in LT-Spice doen, ik ben daar geen kie in, maar misschien kan iemand anders hier op CO je daarmee helpen.
Dit hebben ze voor mij bij bepaalde schakelingen ook gedaan, waar ik blij mee was. ;)

Je kan ook "Old School" gaan zoals ik ook nog regelmatig doe, door een MOSFet of BJT te gebruiken met een serie weerstand die je over de uitgang plaatst en de basis aanstuurd met een functie generator op een 555.
Met de scoop kijk je dan naar het pulsgedrag op de uitgang.
Dat hoeft helemaal niet bij 300V uitgangspanning, ik merk meestal vrij weinig verschil in gedrag tussen 20 tot 100% uitgangspanning.

Dissipatie begrensing
Het klopt wat rew aangeeft in zijn betoog, ik ben geen voorstander van switchers in zelfbouw apparatuur. :+
De rede heb ik al vele malen aangegeven en ga ik hier niet herhalen, ik heb trouwens wel een kleine boost converter die goed ingepakt is, weinig stoord, komt later wel op CO.

De hoeveelheid warmte die gedissipeerd moet worden hangt sterk af van de gebruikte trafo, ook de uiteindelijke AC spanning die de trafo moet hebben voor 300V en 100mA.
Als je met je 300V voeding microfoon en of RIAA versterkers wil gaan ontwikkelen dat wil je geen switchers in je voeding hebben, dan heb je behalve een trafo brom er nog een stoorbron bij.

Je kan als voedingstrafo ook een trafo gebruiken die 230V in is en dan 2x115V uit geeft, hierdoor gaat het misschien net op 300V bij 100mA te halen en bij lagere spanningen kan je meer stroom trekken.

Compensatie
R13 en R14 zijn waarschijnlijk bedoel voor compensatie van de stroom die door de uitgang van de voeding loopt bij varieerende voedingspanningen.
Zodat de stroombegrensing niet te veel afhankelijk is bij laag ingestelde stromen van de ingestelde uitgangspanning.
Dit heb ik verder niet doorgerekend of goed over nagedacht.

Oja, de opbouw is gewoon het Harrison concept uit eind 50 jaren van de vorige eeuw, still going strong!

Mooit lunch is over, nu weer aan het werk.
Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"

Op 21 mei 2022 10:36:30 schreef rew:
Omdat de vermogens altijd snel veel worden bij zulke hoge spanningen, zou ik een schakelende voor-regeling maken. Zal blackdog wel tegen zijn, dat weet ik.

Je maakt een snelle analoge stroom- en spanningsregeling die gevoed wordt uit "3-4V meer dan de huidige uitgangsspanning". Misschien iets meer.

Een tor met de basis aan de uitgangsspanning (of evt. de basis van de uitgangstor!) de emitter via een weerstand aan de uitgang van de DCDC en de collector aan de feedback-weerstand.

De uitgangstor hoeft nu veel minder vermogen te stoken als je onder in het regelbereik de maximum stroom wil hebben. Als je de boel met een BOOST converter voedt, bijvoorbeeld beginnend met 12V... dan heb je direct een voeding voor de regel opamps en zo.

Boost converters zijn relatief tricky voor een dergelijk spanningsbereik want je loopt bijna met een duty cycle van 100% te schakelen, een flyback met de genoemde regeling heeft veel meer voordelen.

Voor 12V-450V 100mA is er een off the shelf trafotje verkrijgbaar van feryster. Dat is de 1068 verkrijgbaar bij TME. Daar ben ik ook mee bezig geweest, en daar heb ik een werkend prototype mee. https://www.tme.eu/nl/details/ti-ef25-1068/pcb-transformatoren/feryste…

Gr,
Florick

expert in percussive maintenance

Ja. zoiets zou moeten.

Maar goed, zoals Blackdog zegt, eea hangt een beetje af van waar de voeding voor gaat dienen. Als het heel gevoelig spul is dan ben je mogelijk beter af zonder een 100kHz stoorbron in de buurt.

Voor filtering van hoogfrequente shit, wil je een condensator aan de uitgang. Maar een condensator aan de uitgang kan veel energie bevatten. Ik heb een led die ik nog wilde gebruiken opgeblazen door met de KORAD labvoeding op 15V 20mA de 6V led aan te sluiten. Uitgangscondensator zat genoeg energie in om de led te laten sneuvelen (7 segment display: De punt. De lange segmenten waren 9V of 12V en konden er wel tegen).

De lol met de voor-regeling is dat je de dikke condensator dan achter de voor-regeling zet en zo min mogelijk achter de lineaire na-regeling.

four NANDS do make a NOR . Kijk ook eens in onze shop: http://www.bitwizard.nl/shop/

Op 21 mei 2022 18:28:18 schreef rew:
Ja. zoiets zou moeten.

Maar goed, zoals Blackdog zegt, eea hangt een beetje af van waar de voeding voor gaat dienen. Als het heel gevoelig spul is dan ben je mogelijk beter af zonder een 100kHz stoorbron in de buurt.

Voor filtering van hoogfrequente shit, wil je een condensator aan de uitgang. Maar een condensator aan de uitgang kan veel energie bevatten. Ik heb een led die ik nog wilde gebruiken opgeblazen door met de KORAD labvoeding op 15V 20mA de 6V led aan te sluiten. Uitgangscondensator zat genoeg energie in om de led te laten sneuvelen (7 segment display: De punt. De lange segmenten waren 9V of 12V en konden er wel tegen).

De lol met de voor-regeling is dat je de dikke condensator dan achter de voor-regeling zet en zo min mogelijk achter de lineaire na-regeling.

Ik zal er eens over gaan brainstormen

expert in percussive maintenance

Hier wat foto's.

Voeding werkt naar behoren, CC en CV zijn stabiel met belasting.

Ik ga eens nadenken over een switchmode voorregeling

expert in percussive maintenance