Voor een projectje ben ik bezig met meerdere parallel geschakelde powertorren.
Om de theorie wat op te halen ging ik te rade in het grote boek.
Daar trof ik naast uitleg over het gebruik van emitterweerstanden het onderstaande schema met een wat uitgebreidere ‘current-sharing trick’ van collector stromen. (3e editie pag.113)
Q4 tm Q6 worden gebruikt om de basisstroom van de powertorren sturen obv de spanning over de emitterweerstanden.
In het schema staat een max stroom van 10A. Bij een (soort van) gelijke verdeling is dat 3.33A per emitterweerstand. Met de opgegeven waarde van 50mΩ is dat ±166mV.
Dat is niet genoeg om Q4(5,6) open te sturen (BE drop 0.6V)
Hoe moet ik het schema nou lezen? Het zou kunnen werken als de emitters van Q4(5,6) op een negatieve voorspanning worden gezet van pm 450mV? Wat betekent de stroombron links onderin het schema?
In de tekst staat geen nadere toelichting.
de stroombron zorgt automatisch voor de voorspanning en helpt mee aan de verdeling over de torren. Voor de realisatie van die stroombron heb je idd een beduidend negatiever spanningspunt nodig. (dat is er meestal wel)
De basistroom voor de power-transistoren Q1 Q2 Q3 komt binnen vanaf B linksboven. Voor 10A collectorstroom zal dat veel meer moeten zijn dan de 30 mA die links-onder wegstroomt.
De transistoren Q4 Q5 Q6 kunnen alleen maar de basisstroom knijpen, dwz afvoeren naar het 30 mA verdwijnpunt links-onder.
En doordat de emitters van die 3 transistoren aan elkaar liggen zorgen die er samen voor dat de power-transistor die meer geleidt dan de andere ook meer wordt afgeknepen, dus dan krijg je een betere verdeling van de stroom over de transistoren.
Nadeel is wel dat er altijd 30mA van de basistroom vanaf B weglekt naar de current-sink links-onder.
Het hoeft natuurlijk geen 30mA te zijn, als je darlingtons toepast kunnen deze stromen veel lager.
Een beetje match in de hulptorretjes kan geen kwaad.
Op 26 oktober 2022 13:21:29 schreef deKees:
Nadeel is wel dat er altijd 30mA van de basistroom vanaf B weglekt naar de current-sink links-onder.
Dat begrijp ik niet. Q4tm6 geleiden toch alleen als de ‘overstroom’ situatie zich voordoet?
Is het wel zo dat de 30mA stroombron zo gelezen moet worden dat er altijd 30mA loopt? Dat kan alleen als minimaal 1 van de stuurtorren open staat.
Als je een bak (+/-100) powertorren uit dezelfde batch hebt staan zitten er met een beetje geluk ook een paar dezelfde bij dan kan je ze koud met B,E en C aan elkaar knopen. Ik geef toe, het is wat ver gezocht.
Op 26 oktober 2022 16:43:17 schreef LetterHenk:
Is het wel zo dat de 30mA stroombron zo gelezen moet worden dat er altijd 30mA loopt? Dat kan alleen als minimaal 1 van de stuurtorren open staat.
Je draait nu de boel om. 
Juist die stroombron garandeert dat er altijd minstens één stuurtor geleidt. De emitterspanningen komen vanzelf laag genoeg.
@RAAF12: daar hebben de auteurs ook aan gedacht. Er staat ergens iets in de geest van 'dat gaat, tótdat je een tor moet vervangen'.
e: gevonden:
Wanneer u iets bouwt, kunnen de VBE's van "identieke" transistors binnen 20 à 50 mV van elkaar liggen, maar die overeenstemming gaat verloren wanneer een ervan ooit moet worden vervangen. Het is altijd veiliger om uit te gaan van een mogelijke spreiding van ongeveer 100 mV tussen basis-emitterspanningen. Als we bedenken dat ΔVBE= 60 mV overeenkomt met een factor tien in stroomverhouding, is het duidelijk dat je niet wegkomt met een directe parallelschakeling.
Op 26 oktober 2022 16:43:17 schreef LetterHenk:
[...]
Dat begrijp ik niet. Q4tm6 geleiden toch alleen als de ‘overstroom’ situatie zich voordoet?
Is het wel zo dat de 30mA stroombron zo gelezen moet worden dat er altijd 30mA loopt? Dat kan alleen als minimaal 1 van de stuurtorren open staat.
de stroombron trekt "naar beneden" tot die torren gaan geleiden. emitters staan dan een 450 à 500mV lager dan de basissen. daarom noemde ik het automatische polarisatie. een stroombron blijft 30mA trekken, tot ze niet meer kan; in dit geval zou dat betekenen dat de emitterspanning mee gedaald is tot het negatieve voedingspunt. Da kan alleen als alledrie de torren defekt zijn, want de basissen blijven sowieso op een hogere spanning , de uitgangspanning van de voeding ( en dat is minimum 0V)
De eerste 30mA van B wordt via de current-sink afgevoerd. Daarvan gaat er niks naar de bases van de power-transistoren.
Pas als er meer dan 30mA binnenkomt dan beginnen de power-transistoren te geleiden.
benleentje
Golden Member
deKees dat kan niet. De basis van Q4 kan alleen open gestuurd worden als Q1 iets open staat. Als die volledig dicht is als in haal hem dan maar weg hoe kan Q4 dan open gestuurd worden?
daar hebben de auteurs ook aan gedacht.
Hard paparelle schakelen kan best zolang je maar wel emitter weerstanden gebruikt die het verschil in Vbe opvangen. Zo zit toch menig lineaire voeding in elkaar. Maar dat gaat dan wel tenkoste de lage spanningsval van deze schakeling.
[Bericht gewijzigd door benleentje op (44%)]
Dat kan prima! De basisstroom van Q4 t/m Q6 kan ook vanuit punt E via de weerstanden RE geleverd worden.
Q1 t/m Q3 zijn dicht. De spanning op punt E is hoger dan de spanning op de basis van Q4 t/m Q6. Dan loopt er vanzelf een stroom van punt E naar de basis van Q4 t/m Q6.
Aan de emittors van Q4 t/m Q6 zit een stroombron van 30mA. Er moet dan een emittorstroom lopen door Q4 t/m Q6. Dat kan alleen als de spanning op punt E hoger is dan de spanning op de basissen en emittors van Q4 t/m Q6. De stroom door de weerstanden RE loopt dan de 'verkeerde' kant op.
Klopt, Q1 kun je niet weglaten. Die gaat net genoeg open om de benodigde basis-stroom te leveren voor Q4. Als er te weinig stroom binnenkomt via punt B (< 30mA), dan wordt de stroom aangevuld vanaf punt C, via Q1. Dus dan krijgt de current-sink toch zijn 30 mA. Ook als je punt E los in de lucht laat hangen.
De volledige stroom vanuit de emitter van Q1 wordt dan weggesluisd via de basis-emitter van Q4 naar de current-sink.
Toch wel een grappige schakeling, er gebeurt van alles wat je op het eerste gezicht niet zo ziet.
Op 27 oktober 2022 00:19:46 schreef benleentje:
Hoe dan als Q1 t/m Q3 volledig dicht staan? Dat is wat deKees beweert
die situatie komt niet voor. zelfs bij een regelbare voeding is de uitgangspanning nog steeds 0 Volt minimum, wat beduidend hoger is dan de spanning vanaf waar de stroombron trekt. Q4,5,6 zorgen ervoor dat Q1,2,3 een minimum stroom leveren, ook bij 0 V uit.
Kruimel
Honourable Member
Interessant schema, maar ik zie er niet een heel breed toepassingsgebied voor, zeker niet in combinatie met BJT's.
- Je hebt een negatieve hulpspanning nodig;
- Het is handig als je wil dat er weinig verzadigingsspanning is voor de transistoren, maar op 3,3A moet je dan al best wel specifieke transistoren met een lage verzadigingsspanning hebben, anders kan je ook gewoon een set 0,1Ω weerstanden gebruiken die bij matige UCE ook wel voldoen en maar 150mV toevoegen in het gebruikte voorbeeld;
- Door de hoge basisweerstand van de transistoren heb je waarschijnlijk ook een relatief hoge positieve hulpspanning nodig: wil je 3,3A per transistor met een lage UCE leveren heb je waarschijnlijk al wel zeker 0,15A basisstroom nodig, maar dan staat er bijna 7V over de weerstanden (die allemaal R1 heten
).
Waar wil je de schakeling voor gebruiken? Mijn gevoel bij deze schakeling is dat hij zich veel beter leent voor MOSFET's waar een redelijke stroomverdeling een veel groter probleem is doordat de spreiding in UGS veel groter (~10x) is dan de typische spreiding in UBE en je geen basisstroom nodig hebt.
Op 26 oktober 2022 17:50:44 schreef Frederick E. Terman:
@RAAF12: daar hebben de auteurs ook aan gedacht. Er staat ergens iets in de geest van 'dat gaat, tótdat je een tor moet vervangen'.e: gevonden:
Wanneer u iets bouwt, kunnen de VBE's van "identieke" transistors binnen 20 à 50 mV van elkaar liggen, maar die overeenstemming gaat verloren wanneer een ervan ooit moet worden vervangen. Het is altijd veiliger om uit te gaan van een mogelijke spreiding van ongeveer 100 mV tussen basis-emitterspanningen. Als we bedenken dat ΔVBE= 60 mV overeenkomt met een factor tien in stroomverhouding, is het duidelijk dat je niet wegkomt met een directe parallelschakeling.
Ik las dit citaat eerst buiten zijn context, maar dit gaat dus specifiek om de vermogenstransistoren. De vermogenstransistoren volgen de exponentiële curve ook maar tot een zeker niveau omdat ze een merkbare emitterspreidingsweerstand hebben (deels doelbewust om de stroom binnen de chip te verdelen). Kijk bijvoorbeeld maar naar de datasheet van de 2N3055:
Tussen 1 en 2A zit ongeveer 0,065V, maar tussen 2 en 4A zit ongeveer 0,15V, wat doet vermoeden dat er iets van 50mΩ impliciete emitterweerstand is. Dit getal wordt naar mijn weten nooit gespecificeerd en zal meer variëren dan de inherente exponentiële curve en is zo ver ik weet de beperkende factor in het parallel schakelen van vermogenstransistoren. De transistor in de LM138 toont heel expliciete weerstanden (ik geloof dat in andere transistoren de metallisering gebruikt wordt als weerstand, maar dat is een proces met grote tolerantie):
Bron: PEASE, R. A. (1991) Troubleshooting Analog Circuits
Transistoren met grote chips kan je niet maken zonder deze impliciete weerstand omdat ze anders heel slechte warmteverdeling zullen hebben.
Op 27 oktober 2022 00:11:29 schreef ohm pi:
Dat kan prima! De basisstroom van Q4 t/m Q6 kan ook vanuit punt E via de weerstanden RE geleverd worden.
De emitters van de hulptorretjes liggen iets van .5V lager dan punt E, en je hebt nog een paar volt nodig voor een stroombronnetje. Zonder negatieve(re) spanning gaat dit echt niet werken.
Op 26 oktober 2022 17:01:00 schreef RAAF12:
Als je een bak (+/-100) powertorren uit dezelfde batch hebt staan zitten er met een beetje geluk ook een paar dezelfde bij dan kan je ze koud met B,E en C aan elkaar knopen.
Dat gaat niet goed, als je dat zou doen gaat de warmste transistor het meeste werk doen, die daardoor nog warmer wordt en nog meer werk op zich gaat nemen enz. enz. enz.
Het gaat *misschien* goed als je ze heel goed thermisch weet te koppelen.
Als je ze niet thermisch kunt koppelen (torren op verschillende koelplaten) dan ga je flinke emitter weerstanden nodig hebben om dit te compenseren. Dan kom je al bijna niet om een actieve balancer heen.
Op 27 oktober 2022 00:50:45 schreef deKees:
Toch wel een grappige schakeling, er gebeurt van alles wat je op het eerste gezicht niet zo ziet.
Inderdaad leuk gevonden. Toch lijkt het me meer een plaatje om een idee te illustreren. Zoals het er nu staat, heeft het ook weer niet zóveel effect.
In de sim heb ik twee 'nep-powertorren' gemaakt met een nominale Ube van 0,7 V en een beta van 50, en die zo aangesloten als in het boek (geen drie; twee leken me voldoende om te kijken hoe het werkt).
In het schema zie je dat, afhankelijk van de gewenste uitgangsspanning, de stroombron vaak gewoon naar de nul kan. Maar dat terzijde.
De stuurspanning is hier 15 V; de uitgangsspanning wordt dan ca. 6,4 V. Q1 en Q2 nemen nl. flink wat sturing en dus ingangsspanning voor de bases van de powertorren weg.
In het eerste grafiek zie je de verhouding tussen de twee collectorstromen als ik de linker Ube van 0,5 tot 0,9 V laat lopen, terwijl hij rechts 0,7 V blijft. Groen is zónder Q1 en Q2, rood is mét.
Inderdaad wordt het verloop in stroomverhouding iets kleiner, maar het verloop wás al heel klein, een paar procent maar. Het blijkt dat de twee emitterweerstanden van 0,05 Ω dit effect al grotendeels hebben. De torren Q1-2 maken de compensatie iéts beter, maar niet veel.
In de tweede grafiek ook weer de stroomverhouding in de powertorren, maar nu als ik de beta van de linker tor van 20 tot 80 laat variëren, terwijl rechts 50 blijft. Zónder compensatie (groen) loopt die verhouding dan van 0,4 tot 1,6 (dat is precies de verhouding van de beta's!). Mét Q1 en Q2 (rood) wordt dit: van 0,6 tot 1,2.
Dat is inderdaad wel beter, namelijk nog maar half zoveel variatie.
Het boek zegt dat de compensatie vooral bedoeld is om verschillen in Ube op te vangen, maar hier blijkt dat het vooral verschillen in beta zijn die gecompenseerd worden.
Schema; klik voor groter
Er is nog iets: de Vbe in afhankelijkheid van de junctie temperatuur geeft een verandering van 2,3 mV/graad. De waarde van de emitterweerstand is, afhankelijk van het koelblok en de thermische koppeling van de koelblokken gebonden aan een minimale waarde. Voor een te lage waarde is er, zonder de getoonde truc, een oplossing waarbij een transistor alle stroom levert en de andere nul, en koud blijft.
En door nu de emitterspanning van de parallelle transistoren te monitoren en met de extra transistoren te regelen ZONDER gevoelig te zijn voor die 2,3 mV/graad kun je die stroomverdelingsweerstanden wel heel laag in waarde maken.
In IC ontwerpen wordt dit vaker toegepast. Overigens is het (fig 2.82 uit Art of Electronics) verder een draak van een ontwerp!
Leuk dat er zoveel meelezers en denkers zijn
Mijn vraag was bedoeld te begrijpen wat er nu eigelijk gebeurt in het schema mbt de stroombron en de niet aangegeven maar wel noodzakelijke negatieve hulpspanning. Dat is ruimschoots beantwoord, doorspekt met de gebruikelijke interessante weetjes en zijpaadjes der onvolprezen CO leden 
Zoals FET al aangeeft, het schema is natuurlijk alleen om het concept te illustreren en geen hapklare oplossing (zoals de meeste schema's in het boek).
Voor de mensen die het boek niet hebben nog de de begeleidende tekst:
"At high currents the resistors may suffer from an inconveniently-high power dissipation, so you may want to use the current-sharing trick shown in Figure 2.82. Here the current-sensing transistors Q4-Q6 adjust the base drive to the "paralleled" power transistors Q1-Q3 to maintain equal emitter currents (you can think of Q4-Q6 as a high-gain differential amplifier with three inputs). This "active ballast" technique works well with power Darlington BJTs, and it works particularly well with MOSFET (see Figure 3.117), thanks to their negligible input (gate) current, thus making MOSFETs a good choice for circuits with lots of power dissipation"
Een voorgestelde oplossing om de dissipatie in de emitterweerstanden zelf tegen te gaan dus.