Discrete spanningsstabilisator met verschilversterker

Om de voedingsspanning voor mijn tweekrings regeneratieve ontvanger met J-FET's te stabiliseren. Ontvanger van topic "Hoogfrequent voorversterker in cascode schakeling" http://www.circuitsonline.net/forum/view/85826/1/cascode, heb ik een klein stabilisatieschakelingetje met een verschilversterker gebruikt. Ik heb bewust afgezien van geïntegreerde spanningsregelaartjes als de LM317 om de principes inzichtelijk te maken. Deze stabilisatie is noodzakelijk omdat voedingsspanningsvariaties veroorzaakt door het eindversterkertje vervelende problemen geven als motorboating en instabiliteit van de terugkoppeling in het regeneratieve ontvangergedeelte.

Schema eindversterkertje:

http://www.circuitsonline.net/schakelingen/sch/000002.gif

Schema ontvanger:

http://www.uploadarchief.net/files/download/tweekrings%20rechtuitontvanger.gif

Schema spanningsstabilisator:

http://www.uploadarchief.net/files/download/voed.gif

Ik weet dat bij een verschilversterker de spanningen op de bases van T1 en T2 aan elkaar gelijk behoren te zijn, namelijk de referentiespanning over D1 en D2, net als tussen de inverterende en de niet-inverterende ingang van een opamp. Staat de loper van P1 helemaal naar boven, dan is de uitgangsspanning aan de emitter van T3 gelijk aan de referentiespanning over D1 en D2. P1 bepaalt samen met T2 en T3 de proportionele waarde van deze regelschakeling. Maar draai ik de loper van P1 naar beneden, dan stijgt de uitgangsspanning aan de emitter van T3 en ontstaat er een statische offset tussen de referentiespanning (setpoint, soll wert) op de basis van T1 en de gemeten spanning op de basis van T2 (ist wert). Draai ik de loper van P1 helemaal naar beneden, dan daalt de uitgangsspanning aan de emitter van T3 weer en wordt de statische offset tussen de referentiespanning basis T1 en de gemeten spanning basis T2 nog groter.

Ik weet de formule Uu= Uref*(1+R1/R2) In dit geval R1 gedeelte boven de loper van P1 en R2 beneden de loper van P1.

Wat zijn de oorzaken van de statische offset en de weer dalende uitgangsspanning als ik de loper van P1 verder naar beneden draai?

Moet ik verder in deze schaleing ook nog een integrator en een differentiator gebruiken om een volwaardige PID-regelaar te maken voor de voeding van het ontvangergedeelte? De integrator die statische offsets wegregelt en de differentiator die anticipeert op de snelheid van veranderingen van het verschil tussen de uitgangsspanning en de referentiespanning. Worden in analoge lineaire regelbare voedingen dan sowieso integrators en differentiators gebruikt voor de I en de D acties?

Die offset krijg je gedeeltelijk doordat de twee transistoren niet exact gelijk zijn (niet gematcht), maar vooral doordat ze niet gelijk zijn ingesteld: T1 heeft een grotere collector-emitterspanning dan T2 (vanwege de spanningsval over R4). Als je P1 omhoog draait is dat verschil relatief kleiner en de offset dus ook minder.

Een PID-regelaar stop je er niet expliciet in, hoewel het volgens mij wel op hetzelfde neerkomt: je maakt een lus met veel versterking, die je vervolgens tegenkoppelt met een nauwkeurig bepaalde verzwakking (P1 in dit geval). Als je de lus vervolgens correct compenseert (Miller-compensatie e.d.), dan heb je een snel en nauwkeurig systeem.

Ook benieuwd wat er in al die chips zit? Kijk op Tiny Transistors!

En de Miller-compensatie is dus de integrator? En waar moet ik die in deze schakeling toepassen?

Wat trouwens ook niet helpt voor je offset (voor je hele lus eigenlijk) is dat je maar weinig lusversterking hebt: je verschilpaar geeft gm*R4, en doordat je daarna een emittervolger hebt, blijft het daarbij. Als je voor de tweede trap nou een PNP gebruikt (en de ingangen van het verschilpaar omdraait), dan heb je er nog eens gm bij.

Een Miller-compensatie zet je dan over die tweede trap (google voor details).

Hoeveel stroom wil je hier eigenlijk uit trekken? Erg veel zal dit ciruit niet geven.

Ook benieuwd wat er in al die chips zit? Kijk op Tiny Transistors!

De regeneratieve ontvangergedeelte trekt maar een paar mA's, daar is deze schakeling voor bedoeld.

Wat bedoel je met Gm, Robin?
Elektuur publiceerde in april 1999 een discrete voeding met een discrete verschilversterker, ook met PNP-transistoren.

gm is de transconductantie (IC/VT). Maar als dat je niet zoveel zegt is het ook niet zo belangrijk, het punt is dat alleen zo'n verschilpaar vrij weinig versterking heeft.

Ook benieuwd wat er in al die chips zit? Kijk op Tiny Transistors!
Frederick E. Terman

Golden Member

Wat is eigenlijk het probleem, praktisch gesproken?
De inwendige weerstand van de uitgangsspanning is maar een paar ohm, als je onder de 20mA of zoiets afgenomen stroom blijft. Als voeding werkt dit dus prima.

Als je de potmeter erg laag zet, gaat T2 gewoon dicht en krijgt de doorlaattor T3 alle stroom die door R4 komt.

De verschillende spanningen die je ziet kun je gebruiken om de 'werking inzichtelijk te maken'; je ziet wat de transistoren aan het doen zijn. T2 trekt bv. veel minder Ic dan T1, zodat zijn Ib kleiner zal zijn, en zijn Ube dus ook. BE blijft tenslotte óók nog gewoon een diodeovergang.

Keramisch, kalibratie, parasitair: woordenlijst.org

Als ik het goed wil doen met deze 'Opamp' zal ik dus R5 moeten vervangen door een constante stroombron en als collectorbelasting van T1 en T2 een stroomspiegel moeten gebruiken, i.p.v. R4 aan de collector van T2.

Op Simple Op-Amp staat een dergelijke schakeling beschreven.

blackdog

Golden Member

Hi dawmast,

Wat opmerkingen van mij.
Laten we links beginnen in je voedings schakeling, je gebruikt twee LED's als zener, dat kan. :-)
Zowel bij zeners als zoals hier LED's gebruikt als zener heeft het onderdeel dat als zener werkt een lage Ri.
C1, ondanks dat hij 470uF is zal niet zoveel doen wat betreft filtering door de lage Ri van het zener component.
Dan de zener stroom, je input spanning van de schakeling stel je op 10V en je zenerspanning is rond de 4V.
Dat resulteerd in 12,7mA door je zener component!
Wat dacht je er van die stroom een stuk omlaag te brengen, zeg naar 2mA, dus R1 een waarde geven van 2K7.
Eigenlijk is het mooier als je R1 opdeeld in 2x 1k5 en op het knooppunt 100uF naar massa aanbrengen.

Maar dit zijn de minimale aanpassingen die ik zou doen.
http://www.bramcam.nl/Diversen/damast-psu-01.png

Ik heb te weinig info om het nog beter te doen, maar deze schakeling zou je een stukje op weg kunnen helpen :-)

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"

Ik zie een paar detailpuntjes die mogelijk enige verbetering brengen:

* R3 aan de uitgang van de schakeling hangen ipv aan de ingang, zodat de referentie gevoed wordt uit een stabiele spanning. Wel kan het dan nodig zijn, een flink wat grotere weerstand in te zetten waar nu R3 zit, anders start de zaak misschien niet op (kip-ei probleem)

* geef Q2 een collectorweerstand, zodat de verschiltransistors zo gelijk mogelijk staan ingesteld

* een vaste weerstand aan weerszijden van P1 zal een nauwkeuriger afregeling mogelijk maken

@Bram: het idee met de twee LEDs in serie is me nieuw, erg elegant vind ik dat! Een C'tje hier en daar toevoegen, misschien?

hoe beter de vraag geschreven, zoveel te meer kans op goed antwoord
blackdog

Golden Member

Hi big_fat_mama,

Ik weet niet wat je bedoeld met een Ctje hier en daar...
Over de LEDs hoeft in princiepe niet.

Wel zou C4 van 270pF misschien beter op een andere plek kunnen zitten en dat is de collector/basis van Q1.
Een weerstand in de collector van Q2 vind ik niet nodig.

Dit hier getekend is nog steeds eigenlijk te simpel voor "degelijk" gebruikt.
De potmeter P1 zou wat mij betreft 10K moeten worden.
Verder weet ik niet wat de uitgangsspanning moet zijn, 6V?
Ook R4 van 27K zou misschien wat lager moeten, maar dat is weer afhankelijk van de uitgangsspanning.

Dit is het laatste dat ik in dit topic laat zien, te druk, maar het is een aardig uitgangspunt.
Q1 is er bij gekomen als stroombron voor Q4, dit levert een veel betere onderdrukking op van stoorsignalen aan de ingang van de voeding.
Ik heb optimaal gebruik gemaakt van de "boom" aan de linker zijde van het schema, alle zeners (LED's) staan in serie en R1 bepaald de stroom door deze boom.

Waarom nu toch een elco over een zener(LED3) omdat deze er voor zorgt dat de voeding rustig op komt, dit in tegenstelling tot de eerdere versies.
De basis van Q2 kan nog met 0,1uF worden ontkoppeld, C3 zal zelf bepaald moeten worden, er is nu wat meer versterking door toepassing van twee stroombronnen.

P1 is nu 5K en zorgt er ook voor dat er een minimale stroom getrokken wordt, ander wordt de schakeling onbelast instabiel.
Nop niet getest, maar een leuk projektje om mee te spelen, een beetje van Blackdog en de rest van jullie :-)

http://www.bramcam.nl/Diversen/damast-psu-02.png

Een shunt regelaar is zinniger bij de kleine stromen die hier nodig zijn en inherrent kortsluitvast...

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
blackdog

Golden Member

Hi,

Was te gaar om aan mijn andere projecten te werken dus het schema even op een breadboard gezet.

Elco er bij voor betere voedings prut onderdrukking, da is C5 in het schema, 100uF.
Ruis bij 22KHZ bandbreedte is kleiner dan 5uV RMS.
Veel heb je niet aan dat mooie ruisgedrag, omdat de onderdrukking van 50Hz en 100Hz niet super is.
Dat kan nog bijna 10dB beter worden als C1 680uF wordt.
Ri bij 40mA belasting is 75mΩ
Alles getest bij 6V uitgangsspanning en een moduleerbare voeding van HP die op 10V uitgang stond met daarop het sinus signaal gemoduleerd.
http://www.bramcam.nl/Diversen/damast-psu-03.png

Dus b.v. een TL431 als shuntregelaar is beter :-)

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"
blackdog

Golden Member

Ach ja, waarom niet...

Voedingspanning gevoeligheid opgelost, weerstand vervangen door stoombron met Fet.
bij 50 en 100Hz is de onderdrukking nu rond de 56dB en bij 1KHz is dit 60dB en bij 10KHz is dit nog steeds rond de 60dB demping.
Door de stroombron is ook de gevoeligheid van DC variaties aan de ingang minder geworden.

Een LM317 doet het beter! *grin*

http://www.bramcam.nl/Diversen/damast-psu-04.png

Groet,
Bram

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"

Op "Gestabiliseerde voeding" en "Module 2.2 Series Voltage Regulators" staan eenvoudigere gestabiliseerde voedingsschakelingen beschreven.

Bron: https://www.robkalmeijer.nl/techniek/electronica/electronica...02/page25/

Bron: http://www.learnabout-electronics.org/PSU/psu22.php

Welke waardes moeten de beide R3's hebben voor een goede werking van deze twee schakelingen? Deze weerstand zorgt er voor dat de regeltransistoren T3 resp. Tr1 kunnen geleiden, zonder deze twee weerstanden doet de schakeling helemaal niets. R2 resp. R4 zijn er om de zenerdiode op het juiste instelpunt in te stellen.

blackdog

Golden Member

Hi dawmast,

Waarom blijf je steeds zoeken naar schakelingen die steeds slechter performen?

Groet,
Blackdog

Waarheden zijn "Illusies waarvan men vergeten is dat het illusies zijn"

Op 13 april 2019 18:29:15 schreef RAAF12:
En die OAZ202 zener is ook niet echt lekker. Radiomuseum heeft het trouwens fout, het is geen silicium maar germanium zenerdiode.

En die OAZ202 zener is ook niet echt lekker. Radiomuseum heeft het trouwens fout, het is geen silicium maar germanium zenerdiode.

[Bericht gewijzigd door RAAF12 op 13 april 2019 19:57:34 (48%)]

Ge-zenerdiode? Die waren toch uitgestorven kort na de stoommachines, of daaromtrent? Maar ja, toegegeven, simpel zijn die schema's wel.

hoe beter de vraag geschreven, zoveel te meer kans op goed antwoord

De datasheet spreek van silicium en Ebay van germanium...

Op 13 april 2019 18:51:05 schreef big_fat_mama:
..Maar ja, toegegeven, simpel zijn die schema's wel.

En het antwoord op zijn vraag? >:)

[Bericht gewijzigd door MGP op 13 april 2019 19:05:20 (10%)]

LDmicro user.

Welke vraag? Van wie? T/S heeft er al ettelijke gelanceerd, en er zijn al heel wat antwoorden op gekomen. Meerdere zelfs van lieden die heel wat meer cijfers achter de komma realiseren dan uw dienaar :+

hoe beter de vraag geschreven, zoveel te meer kans op goed antwoord

Op 13 april 2019 17:58:38 schreef dawmast:
...Welke waardes moeten de beide R3's hebben voor een goede werking van deze twee schakelingen?

Deze.
Hij wil wat leren ;)

LDmicro user.

Op 13 april 2019 19:04:24 schreef MGP:
De datasheet spreek van silicium en Ebay van germanium...

Dan heb ik het fout (tekst aangepast) Mijn geheugen speelt me weer eens parten. Ik dacht aan de OA80 ect. serie Ge diode's.

....

Een transistor is een stroomgestuurd component dus moet de basisstroom geregeld worden.

Voorbeeld.

Als je in beide gevallen met een Ic stroom van maximum 1A rekent (voor de eenvoud)
dan moet de minimum basistroom Ib = Ic/hfe zijn (hfe is de stroomversterkingsfactor).

Een vermogentransistor zoals een 2N3055 heeft een hfe van 50.
En een vermogendarlington een hfe >750 (dat is zowat het minimum)

Bij inregelen wordt de basisstroom dan afgeleid door TR2.
Deze (overtollige) stroom vloeit ook door de zener en daar moet je zorgen voor een zo kleine mogelijke verandering vanwege de stabiliteit en dissipatie.

Neem nu het onderste schema met Tr1 = 2N3055 (hfe50)
Bij Ic = 1A moet de Ib dus Ic/hfe = 1/50 = 20mA zijn.

Afhankelijk van de verbruiker en spanningsinstelling moet Tr2 een groot deel van deze stroom kunnen afleiden en deze stroom vloeit ook door de zener.

Een tiental mA's is dus niet zo goed voor de spanningsstabiliteit van Vz en is het beter van een darlington te nemen.
De Ib is dan heel wat minder Ic/hfe of 1/750 = 1.3mA en daarvan zal de zener niet zoveel last hebben als Tr2 daar een stuk van wegneemt.

Het spreekt vanzelf dat de max stroom van de schakeling niet 1A zal zijn maar bv 750mA zodat je wat regelreserve hebt.
De nominale stroom zou dan bv 500 a 750mA kunnen zijn maar de voeding zou in principe wel 1A kunnen leveren.

Als je dan de darlingtonschakeling bekijkt staat daar Imax 250mA maar de max stroom (berekende) zal heel wat hoger zijn.
De onderste schakeling is eerder voor stromen van 100 tot 150mA en kun je berekenen met 200mA.

Dan is R3 = Vin/Ib, neem dan de dichtsbijzijnde waarde van de E reeks.
In ons geval(2N3055) Vin= 20V Ib = 20mA R3= 20/0.02 = 1K 0.5W

Maar zoals je wel al zult weten is een LM317 stukken beter maar als je hogere spanningen wilt regelen is deze combinatie ook goed.

LDmicro user.

Maak je deze R3 dus dan te klein, dan wordt jet regelgedrag van deze schakeling een stuk slechter.

Ja en dat komt door de zenerdiode, vandaar dat ze altijd de zenerspanning opgeven bij een vaste 5mA of 20mA

LDmicro user.

Voor een betere stabiliteit kun je de belastingsweerstand R2 resp. R4 van de zenerdiode ook op de uitgang van deze voedingsschakeling aansluiten. I.p.v. een zenerdiode kun je ook een LED in doorlaatrichting gebruiken.

Al met al zijn het handige schakelingen als je snel een bepaalde voedingsspanning wilt hebben en er geen 78xx/LM317 spanningsregelaars voor handen zijn.

[Bericht gewijzigd door dawmast op 14 april 2019 13:12:05 (11%)]