Tja, dat je met zo weinig nog zo veel kunt ontvangen is verbazingwekkend!
Heb, net zoals DE OLDE, lekker zitten mee te genotteren en ben ook door het regen-virus aangestoken echter zijn er nog wat projecten die eerst af moeten. Heb op internet al wat leuke schakelingen ontdekt om uit te proberen.
Veel succes en plezier met het zelfbouwen!
Groeten,
Mac.
Regeneratieve ontvangers met minimaal benodigde onderdelen voor een goede ontvangst:
In het bovenste schema staan twee Q-multiplier schakelingen volgens de Hartley-oscillator topologie met minimale onderdelen. Type A1 is in feite de Desert Rat ontvanger van http://www.circuitsonline.net/forum/view/89434/1/desert en Type A2 is de Hartley-variant van de Retro Radio van Conrad. De Retro Radio zelf is een Collpits-oscillator, waarbij de interne basis-emitter capaciteit van de BC557 samen met de condensator van 47 pF voor de broodnodige meekoppeling zorgt.
Op het onderste schema staat de aparte bipolaire Audion detector die op de aftakking van de afstemspoel met label 1 wordt aangesloten. Verder rechtsonder Type B de veelbesproken Q-multiplier volgens de verschilversterker topologie. T6 vervult hierbij de rol van de meekoppeling en is als het ware de terugkopelcondensator.
D.m.v. het variëren van de emitterstroom in al deze drie ontvangerschakelingen, verandert de versterkingsfactor van de transistor (T1, T2, T4 en T6) en daarmee ook de mate van regeneratie. Er zijn hierbij geen basisinstelweerstanden gebruikt.
Het voordeel van zulke minimalistische regeneratieve ontvangers is dat je maar erg weinig onderdelen nodig bent voor een goede resultaat. Ik denk dat deze schema's van regeneratieve ontvanger met bipolaire transitoren beter functioneren dan de bekende schema's van zulke ontvangers uit de jaren '60 en '70 (Muiderkring: Jongensradio, Spelen met Radio en Stoeien met elektronica).
Maar wat zijn eigenlijk de nadelen van zulke minimalistische regeneratieve ontvangers?
Moderator
-ze storen
-slecht bestand tegen grote signalen
-gevoeligheid tov kleine signalen valt toch tegen
-selectiviteit tuusen een groot een klein signaal pal naast elkaar valt ook tegen.
-afstemming in verhouding onhandig
BTW... Je eerdere geposte Conrad-links zijn onbruikbaar, post direkte produktlinks.
@Henry S.:
-ze storen
-slecht bestand tegen grote signalen
-gevoeligheid tov kleine signalen valt toch tegen
-selectiviteit tuusen een groot een klein signaal pal naast elkaar valt ook tegen.
-afstemming in verhouding onhandig
Dit geldt eigenlijk voor alle regeneratieve ontvangers, ook de klassieke regens met triodes, pentodes en J-FET's. Mij ging het meer om de nadelen van minimalistische regeneratieve ontvangers t.o.v. de conventionele regeneratieve ontvanger met meer onderdelen als bijv. basis instelweerstanden.
Hierbij nog een regeneratieve ontvanger met meer onderdelen: een Q-multiplier met verschilversterker T1 en T2, waarbij trimmer C14 voor de broodnodige meekoppeling zorgt. Ook hierbij wordt de mate van regeneratie ingesteld d.m.v. het variëren van de emitterstroom. En een bipolaire Audion detector T4 met de J-FET T3 als buffertrap. Omdat deze buffertrap een zeer hoge impedantie heeft, is die aan de top van de afstemkring L2, C5 aangesloten, waardoor de gevoeligheid groter is dan als je de bipolaire Audion op een aftakking van de afstemkring zou aansluiten.
Yarr, Matey!
Jammer dat dit schema niet kompleet is, Het ziet er wel goed uit!
Een BF494 vervangen voor een BF199 is dat erg fout?
.
Ik las van dat storen maar och als je dat vergelijkt met een foute TV -
in combinatie met schotel antenne je zou hier eens moeten kommen luisteren.
Vr Gr.
Ik heb op een HF-experimenteerbordje geëxperimenteerd met het schema van de Retro Radio. I.p.v. de Retro Radio schakeling met een Collpits-oscillator, gebruik ik een Hartley-oscillator waarbij C1 aangesloten op een aftakking van L1 voor de terugkoppeling zorgt. Zo ben je niet meer afhankelijk van de interne Cbe van T1. Bovendien kun je d.m.v. verwisselbare spoelen veel gemakkelijker van band veranderen. En Collpits-oscillator werkt vaak namelijk maar op een beperkt gedeelte van de band vanwege de impedantieverhoudingen van de terugkoppelcondensatoren t.o.v. de afstemkring. Ook gebruik ik voor T1 i.p.v. een BC557C een PNP HF-transistor.
Als extra fijnregeling voor de terugkoppeling gebruik ik in de collectorleiding van T1 een smoorspoel en een draaicondensator.
Mete deze aangepaste schakeling kan ik zelfs het 27 Mc-bakkies verkeer beluisteren.
In het schema van de rechtuitontvanger met de differentiële versterker oscillator heb ik in de drain leiding van de buffetrap met J-FET T3 de smoorspoel L3 opgenomen, welke overbrugd is door weerstand R1 van 2k2. Deze smoorspoel voorkomt dat ik teveel spanningsval over de draainweerstand R1 krijg, waardoor de spanning tussen de drain en de source te laag kan worden en de FET niet meer goed functioneert.
Is het overbruggen van de smoorspoel d.m.v. een weerstand een goede methode om te voorkomen dat de smoorspoel ergens een ongewenste eigen resonantiepiek heeft? Ik weet dat de gezamenlijke parallelimpedantie van de smoorspoel L3 en de weerstand R1 nooit hoger kan wezen dan de weerstand R1.
Honourable Member
De smoorspoel zelf hòudt die piek natuurlijk; je bedoelt de totale impedantie. Maar bovendien is de vraag niet zuiver; het antwoord is nl. altijd "ja, daarmee voorkom je dat de totale impedantie ergens heel hoog wordt".
Maar is dat eigenlijk wel erg? Die FET staat ook al parallel aan de spoel (parallel, ja; in serie alleen voor gelijkstroom); dus de totale impedantie wordt al niet hoger dan zijn inwendige weerstand.
Aan de andere kant: als je die pieken wèl een probleem vindt, en je hebt aan de 2k2 van de weerstand genoeg, waarom dan überhaupt nog die spoel gemonteerd? Laat die dan weg.
Die paar volt gelijkspanning mis je hoogstwaarschijnlijk toch niet; de grap van een FET is nu juist dat de drainstroom maar heel weinig afhangt van de spanning.
Tenzij een J-FET bijna "afgeknepen" staat, wordt diens drainstroom Ids pas onafhankelijk van de drainspanning Uds als Uds voldoende hoog (typisch meerdere V) is.
Laat ons even e.e.a. narekenen alvorens uitspraken te doen 
Bij een BF245C met voldoend hoge Uds (zie verder) en een sourceweerstand Rs van 1,8 kohm (zoals in het hier bedoelde schema), bedraagt Ids typisch 2,4 mA (dit kan variëren want er zit veel spreiding op de transfertkarakteristieken van J-FETS).
Er staat bijgevolg typisch 4,32 V over Rs. Welnu, bij Ugs = -4,32 V wordt de drainstroom Ids van een typische BF245C pas onafhankelijk van Uds als Uds minstens 4 (tot zelfs veeleer 5) V bedraagt.
Verder zou zonder RFC bij Ids = 2,4 mA een spanning van 5,28 V over de drainweerstand Rd van 2,2 kohm staan.
Om te bekomen dat Ids niet zou dalen door het weglaten van de RFC, zou de voedingsspanning Vcc dus minimaal 4,32 + 4 tot 5 + 5,28 = 13,6 tot 14,6 V moeten bedragen. Dit geldt dan nog enkel bij een "typische" BF245C; om in alle gevallen te voldoen zou Vcc nog duidelijk hoger moeten zijn dan voornoemde waarden.
Tenzij met dergelijke hoge voedingsspanningen gewerkt wordt(allicht niet?), zal de door het weglaten van de RFC veroorzaakte daling van de gelijkspanning Uds bijgevolg wél de drainstroom (en dus ook de steilheid en versterking van de J-FET) doen dalen
Honourable Member
Laat ons even e.e.a. narekenen alvorens uitspraken te doen
Au, au, genade! 
Ik vond hier nog precies één rondslingerende BF245c. Met de 'geijkte' meter (not) van mijn voeding en weerstandjes van zolder vind ik deze stromen, steeds met R2=1k8 (in mA, met Ug=0):
code:
Ub 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15
R1 0 1.78 1.79 1.80 1.81 1.82 1.83 1.84 1.84 1.85 1.86 1.87
220 1.76 1.79 1.80 1.81 1.82 1.82 1.83 1.84 1.85 1.86 1.86
330 1.74 1.79 1.80 1.81 1.81 1.82 1.83 1.84 1.85 1.86 1.86
470 1.70 1.78 1.79 1.80 1.81 1.82 1.83 1.84 1.85 1.85 1.86
680 1.63 1.77 1.79 1.80 1.81 1.82 1.83 1.83 1.84 1.85 1.86
1000 1.51 1.71 1.79 1.79 1.80 1.81 1.82 1.83 1.84 1.85 1.85
1500 1.34 1.56 1.73 1.79 1.80 1.80 1.81 1.82 1.83 1.84 1.85
2200 1.15 1.36 1.55 1.71 1.78 1.79 1.80 1.81 1.82 1.83 1.84
% 36 24 14 5.8 2.1 1.9 1.9 1.8 1.8 1.7 1.7Boven de 9V is de afname minder dan 2%, zodat je daar waarschijnlijk niets van merkt, en zeker niet aan de versterking.
De spanningsversterking (bij 12V voeding) voor een 1 MHz signaaltje lijkt ongeveer 4x te zijn, met of zonder spoeltje (1mH geloof ik).
Met spoeltje maar zonder weerstand wordt de versterking ongeveer 14x. Dat is iets meer dan verwacht als je het met de XL uitrekent, zodat ik denk dat je al wat van de eigenresonantie van het spoeltje merkt.
@Subito:
Tenzij een J-FET bijna "afgeknepen" staat, wordt diens drainstroom Ids pas onafhankelijk van de drainspanning Uds als Uds voldoende hoog (typisch meerdere V) is.
Dus eigenlijk moet de Uds een minimale waarde hebben om de Ids onafhankelijk te maken van de Uds? Is dit hetzelfde als de Uce bij een transistor die in de verzadiging is gestuurd, de kniespanning? Want ik weet dat een FET als een stroombron werkt voor de drainbelasting.
Om te bekomen dat Ids niet zou dalen door het weglaten van de RFC, zou de voedingsspanning Vcc dus minimaal 4,32 + 4 tot 5 + 5,28 = 13,6 tot 14,6 V moeten bedragen. Dit geldt dan nog enkel bij een "typische" BF245C; om in alle gevallen te voldoen zou Vcc nog duidelijk hoger moeten zijn dan voornoemde waarden.
Tenzij met dergelijke hoge voedingsspanningen gewerkt wordt(allicht niet?), zal de door het weglaten van de RFC veroorzaakte daling van de gelijkspanning Uds bijgevolg wél de drainstroom (en dus ook de steilheid en versterking van de J-FET) doen dalen.
De voedingsspanning van deze ontvangerschakeling bedraagt 9V, kan ik dan beter in deze schakeling een BF245A of een BF245B nemen, waarbij de drainweerstand 2k2 is zonder dat daar zoveel spanning over valt dat Uds zo laag wordt dat Ids niet meer onafhankelijk van Uds is?
Het schema van het detectorgedeelte komt uit Elektuur Maart 2000 waarin een Middengolf rechtuitontvanger wordt beschreven. Hirebij is de draainweerstand 1k5.
Schema Middengold rechtuitontvanger uit Elektuur Maart 2000:
Yarr, Matey!
Zij er iemand FET:
http://members.multimania.nl/surftowesley/schemaboek/displayimage.php?…
(klik op schema word deze wat groter!)
Met dit ontvangertje kon ik amateurs/piraatjes beluisteren!
Alleen had ik zelf een klein probleempje om er geluid uit te krijgen,
Ik heb er toen wat mee gesleuteld in combinatie met een oortelefoontje.
Best ook een leuk ontvangertje!
Vr Gr RRob.
Kan ik het beste voor de buffetrap met de FET T3 beter een BF 245A of een BF 245B nemen, i.p.v. de BF245C?
Voor de audiondetector T4 kan ik ook een BF494 nemen. Omdat een BF494 een veel lagere capaciteit tussen de basis en de collector heeft dan een BC550C, is het frequentiebereik van de detector ook hoger. Is vooral handig als ik de hogere kortegolfbanden wil ontvangen. De basis collector capaciteit zorgt namelijk voor tegenkoppeling die sterker is naarmate de frequentie hoger wordt. Uiteraard moet ik de biasweerstand R3 zodanig aanpassen dat T4 in het voor de detectie benodigde kromme deel van de karakteristiek werkt.
@Rob007:
Zij er iemand FET:
http://members.multimania.nl/surftowesley/schemaboek/display...amp;pos…
(klik op schema word deze wat groter!)
Met dit ontvangertje kon ik amateurs/piraatjes beluisteren!
Alleen had ik zelf een klein probleempje om er geluid uit te krijgen,
Ik heb er toen wat mee gesleuteld in combinatie met een oortelefoontje.
Best ook een leuk ontvangertje!
Wil je graag nog betere resultaten met je ontvangertje, Rob. Gebruik dan een aparte ontdempingsschakeling (Q-Multiplier) en i.p.v. een enkele FET als HF-voorversterker kun je beter twee J-FET's in cascode of een Dual-Gate MOS-FET nemen. Want in deze schakeling met maar 1 J-FET zien de in- en de uitgang van de FET elkaar. Daardoor is er gauw kans op ongewenste oscillaties, bij een cascodeschakeling van twee J-FET's, of bij een Dual-Gate MOS-FET zijn de in- en uitgangen van elkaar gescheiden.
[Bericht gewijzigd door dawmast op zondag 26 juni 2011 18:42:16 (42%)
Dank voor de uitgebreide reacties!
Ikzelf reageerde eigenlijk vooral op de suggestie dat bij een FET de drainstroom (Ids) maar heel weinig zou afhangen van diens spanning (Uds).
Nu weet ik wel zeker dat wij FET niets nieuws kunnen bijbrengen over de FET maar zeker bij de tegenwoordig gebruikelijke lage voedingsspanningen zou voornoemde suggestie misschien mensen op het verkeerde been kunnen zetten.
Dawmast, het verhaal is inderdaad ruwweg analoog als bij een bipolaire transistor (BJT).
Maar daar waar bij een BJT (bij kleine stromen) Ice pas fors gaat dalen (ondanks een constante Ibe) wanneer Uce onder pakweg 0,25 tot 0,5 V zakt, gaat Ids bij een J-FET daarentegen reeds dalen zodra Uds lager wordt dan 2,5 tot 5 V, tenzij men werkt met (zeer) kleine Ids, maar dan verliest men veel steilheid.
Dus moet Uds inderdaad een minimale waarde hebben opdat Ids (quasi) onafhankelijk zou zijn van Uds ("constante stroom" gedrag).
Doe de test maar eens met een BF245 met Ugs = 0 (gate met source doorverbinden), dus bij de "instelling" met de grootste steilheid.
Als men nu Uds vanaf pakweg 10 V laat dalen, dan zal Ids inderdaad duidelijk beginnen dalen als Uds lager wordt dan 4 tot 5 V.
Onder de 2 tot 3 V daalt Ids zelfs ongeveer recht evenredig met Uds, tot Ids = 0 bij Uds = 0. Niet voor niets werd dit gebied vroeger immers het "triodegebied" (of "ohmic range") van de J-FET genoemd.
Het "penthodegebied" of "constante stroom gebied" (waar Ids quasi onafhankelijk is van Uds) daarentegen begint maar boven de 4 tot 5 V (althans bij Ugs = 0).
In de hier besproken schakeling alsook in de meetschakeling van FET, is echter een grote sourceweerstand Rs opgenomen. Deze Rs geeft natuurlijk een sterke tegenkoppeling en werkt daardoor de hierboven besproken Ids-daling fors tegen.
Als Ids door de dalende Uds afneemt, daalt immers ook de spanning over Rs, zodat dus Ugs minder negatief wordt en Ids bijgevolg weer naar boven gestuurd wordt.
De bedoeling van Rs is inderdaad juist het "stabiliseren" van Ids door tegenkoppeling; daardoor ziet men het effect van Uds op Ids (bij constante Ugs) dus veel minder in een dergelijke opstelling.
Maar ondanks de toegepaste forse tegenkoppeling, ziet men in de mooie tabel van FET de stroom Ids toch nog ernstig dalen bij spanningen Ub onder de 8 V!
Gezien de typisch lage voedingsspanningen tegenwoordig (5 of 6 V is tegenwoordig al veel), werkt de FET dus zeer vaak *niet* in het gebied waar Ids quasi onafhankelijk is van Uds.
______________________________________________
De verzadigingsspanning van een transistor is de Uce die sowieso over de transistor blijft staan als hij nochtans reeds zwaar "overstuurd" is (Ibe bv. 10 % van de vloeiende Ice).
De kniespanning daarentegen is de Uce-waarde waaronder Ice plots fors "inzakt" zonder (zware) basisoversturing toe te passen.
De twee begrippen zijn dus niet identiek.
En daar waar Ice bij een BJT pas "inzakt" onder Uce = 0,25 tot 0,5 V, begint de daling van Ids bij een J-FET dus reeds bij typisch 10 maal hogere spanningswaarden Uds(bij constante sturing).
______________________________________________
Of u meer versterking zult halen met een BF245A of B in uw schakeling (met aangepaste Rs), is in de praktijk echt niet te voorspellen.
Dit zal immers uiteindelijk van de toevallig gebruikte FET afhangen. Inderdaad, zelfs bij éénzelfde DC-instelling varieert de steilheid van nochtans gelijknamige FETs door de toegelaten toleranties (transistorspreiding) van het enkelvoudige tot ruim het dubbele!
Dit "toevalseffect" kan dus in uw schakeling meer effect hebben op de steilheid en dus versterking dan het effect van de vervanging van een "typical" BF245C door een "typical" BF245B of A (plus andere Rs).
Met een BF245A zult u wel een kleinere Rs én spanning over Rs (voor eenzelfde Ids) bekomen dan nu (met een BF245C).
Daardoor zal (bij gelijke Vcc) Uds groter worden en zal Ids dus inderdaad beter onafhankelijk zijn van Uds.
Dit betekent weliswaar een grotere uitgangsweerstand van de FET, maar aangezien de uitgang toch laagohmig belast wordt (2K2) verwacht ik niet dat dit effect op zich een merkbaar grotere uitgangsspanning zal opleveren.
U kunt ook een wat grotere steilheid verwachten, maar terzake is de transistorspreiding zo groot (zie hierboven) dat dit in de praktijk toch omgekeerd kan uitvallen. Praktisch niet te voorspellen dus.
Door het feit dat u Rs zult moeten verlagen, wordt de stabilisering van de instelling tegen spreiding op de transfertgrafiek (Ids i.f.v. Ugs bij voldoend grote Uds) in principe echter slechter... Dat is de keerzijde van de medaille.
Allicht is het belangrijkste voor u de versterking. Welnu, zoals reeds gezegd: of de BF245A in uw specifiek geval mits aangepaste Rs al dan niet een iets hogere versterking zal geven dan uw specifieke BF245C, is gewoon niet met zekerheid te zeggen wegens de te grote spreiding op de mogelijke steilheidswaarden van verder gelijknamige transistoren.
Proberen is dus de enige boodschap en grote verschillen moet u zeker toch niet verwachten.
______________________________________________
Wat dat schema uit Elektuur (MG'er) van maart 2000 betreft:
De FET uitgang is daar belast met ongeveer 1K5 in parallel met pakweg 10 pF (het reëel deel van de ingangsimpedantie van de detector met T2 is veel groter dan 1K5 en dus te verwaarlozen).
De FET belasting heeft daardoor bij 1,6 MHz een fasehoek van ongeveer 8,5° (1K5 in parallel met 10 pF bij 1,6 MHz). Dat lijkt niet ernstig, maar toch zijn de gevolgen hiervan zeer tastbaar.
Inderaad, de feedback capaciteit (Cdg) van een BF245 bedraagt typisch ongeveer 1 pF.
Bij een versterking van pakweg 4 (van gate naar drain), wordt aldus door het Miller effect een weerstand van ca 169 kohm tussen gate en massa opgewekt (plus daarmede in parallel nog een reactantie maar deze wordt in de afstemkring tussen gate en massa geabsorbeerd).
Bij een hogere versterking wordt die Miller weerstand natuurlijk nog kleiner.
Deze weerstand komt direct parallel met de afstemkring te staan, en zal op die kring dus een zeer merkbare demping uitoefenen...
Inderdaad, zou de afstemkring een L van 200 µH en een Q van 80 hebben, dan zou diens resonantieweerstand Rp ongeveer 160 kohm bedragen (nog steeds bij 1,6 MHz).
Door de extra demping met de Miller weerstand van 169 kohm zou de Q dus ongeveer gehalveerd worden, en dus nog slechts ongeveer 40 bedragen!
Men kan de FET hier dus allesbehalve als een zeer hoogohmige belasting voor de kring beschouwen, en de selektiviteit van het ontvangertje zal hier zeer duidelijk onder leiden.
Indien men een spoel van 400 µH zou toepassen, zou de demping door de FET relatief nog catastrofaler zijn.
Ik vind dit dus een slecht ontwerp. Men had integendeel moeten zorgen voor een dempingsreductie natuurlijk... Zeker bij een eenkringer waar elke "druppel" selectiviteit broodnodig is, moet men zeker de kring niet extra gaan dempen door een fout toegepaste J-FET.
Maar Elektuur ging vroeger weleens prat op hun "HF ontwerpers" die alles "vrijwel zonder enige wiskunde" ontwikkelden. Nou, dat was er helaas zeer vaak aan te merken ook
_______________________________________________
In uw ontvanger met "differentiële ontdemper" moet u misschien de 2K2 eens gewoon weglaten en dus alleen het smoorspoeltje van 1 mH in de drain van uw BF245C laten staan. Door het Miller effect zal de afstemkring (bij pakweg 1 Mhz) nu allicht meer dan voldoende ontdempt worden om oscillatie te verkrijgen, zonder de eigenlijke ontdempingsschakeling te gebruiken (collector van T1 losmaken, alsook eventueel de 20 pF trimmer)!
Dit natuurlijk op voorwaarde dat uw afstemkring L2/C5 niet te zwaar gedempt wordt door uw externe antenne (dus voldoend losse koppeling instellen).
Door een trimpot van pakweg 22 kohm parallel met de 1 mH te plaatsen, kunt u de schakeling allicht op het randje van genereren instellen.
Maar de fasehoek van het teruggekoppeld signaal zal allicht allesbehalve optimaal zijn en dus zal het instellen van de regeneratie waarschijnlijk een duidelijke verschuiving van de afstemfrequentie veroorzaken. Het "regelcomfort" zal dus allicht veel slechter zijn (ook wegens hysteresis) dan met uw "echte" ontdempingsschakeling, maar e.e.a. is misschien toch een leuk experiment.
Het bewijst immers hoe lelijk het Miller effect kan huishouden in HF versterkers met J-FETS in GSS en hoe dit effect de ingangsweerstand zowel fors kan verlagen (=> kringen aan gatezijde worden duidelijk gedempt) als negatief kan maken (kringen worden ontdemt). Door de mogelijke inkoppeling van reactantie, worden de kringen tenslotte ook verstemd.
@Subito:
In uw ontvanger met "differentiële ontdemper" moet u misschien de 2K2 eens gewoon weglaten en dus alleen het smoorspoeltje van 1 mH in de drain van uw BF245C laten staan. Door het Miller effect zal de afstemkring (bij pakweg 1 Mhz) nu allicht meer dan voldoende ontdempt worden om oscillatie te verkrijgen, zonder de eigenlijke ontdempingsschakeling te gebruiken (collector van T1 losmaken, alsook eventueel de 20 pF trimmer)!
Dit natuurlijk op voorwaarde dat uw afstemkring L2/C5 niet te zwaar gedempt wordt door uw externe antenne (dus voldoend losse koppeling instellen).Door een trimpot van pakweg 22 kohm parallel met de 1 mH te plaatsen, kunt u de schakeling allicht op het randje van genereren instellen.
Maar de fasehoek van het teruggekoppeld signaal zal allicht allesbehalve optimaal zijn en dus zal het instellen van de regeneratie waarschijnlijk een duidelijke verschuiving van de afstemfrequentie veroorzaken. Het "regelcomfort" zal dus allicht veel slechter zijn (ook wegens hysteresis) dan met uw "echte" ontdempingsschakeling, maar e.e.a. is misschien toch een leuk experiment.
Ik merk ook dat als ik de weerstand over de smoorspoel verhoog, dat het instellen van de terugkoppeling van de ontdemper ook wat moeilijker gaat.
Het bewijst immers hoe lelijk het Miller effect kan huishouden in HF versterkers met J-FETS in GSS en hoe dit effect de ingangsweerstand zowel fors kan verlagen (=> kringen aan gatezijde worden duidelijk gedempt) als negatief kan maken (kringen worden ontdemt). Door de mogelijke inkoppeling van reactantie, worden de kringen tenslotte ook verstemd.
Als deze Elektuurschakeling met de FET zo beroerd is vanwege de millercapaciteit tussen de gate en de drain, kun je beter de FET zodanig instellen bij het afknijppunt van de -Ugs-Id grafiek dat de FET als een detector gaat werken. We hebben dan in dit geval een drain-bend detector. Daarbij heeft de sourceweerstand vaak een releatief hoge waarde, zodat de -Ugs zo groot is dat de FET bijna wordt afgeknepen. De FET staat dan helemaal in het kromme gedeelte van zijn karakteristiek ingesteld, waardoor het signaal gedemoduleerd wordt. Een condensator van 10 nF tussen de drain en de massa sluit het HF-signaal naar de massa kort, waardoor de Miller-capaciteit ook niet meer zijn invloed kan doen gelden.
Voorbeeld van een ontvanger met de drain bend detector T2:
@ Dawmast
Als u persé toch eens een andere J-FET zou willen proberen...
U zou eens een BF245A met sourceweerstand Rs = 220 ohm (i.p.v. nu de BF245C met Rs = 1800 ohm) kunnen plaatsen.
Bij een "typische" BF245A zou de stroom Ids aldus ongeveer 2,3 mA moeten bedragen (dus ongeveer idem als bij een typische BF245C met Rs = 1800 ohm en voldoend hoge voedingsspanning Vcc).
U zou over Rs bijgevolg ongeveer 0,51 V moeten meten (Ugs = -0,51V). Dit instelpunt ligt mooi in het midden van het "meest rechte" stuk van de transfertkarakteristiek en de steilheid zou bij een typische BF245A ongeveer 3 mA/V bedragen.
Bij een typische BF245C met Rs = 1,8 kohm, ligt het instelpunt iets ongunstiger (in een iets krommer deel van de transfertgrafiek en met een steilheid van ongeveer 2 mA/V).
In principe zou u dus iets minder vervorming moeten bekomen en iets meer versterking moeten halen (6,6 i.p.v. 4,4) met de BF245A met Rs = 220 ohm dan met de BF245C met Rs = 1800 ohm (steeds met Rd = 2,2 kohm). Tenminste, als u met een "typische" BF245A en C zou werken.
Maar zoals in mijn vorige post reeds uitgelegd: of u in de praktijk écht meer versterking zult halen, hangt uiteindelijk af van de toevallig gebruikte FETs.
Door de grote spreiding op de karakteristieken van praktische FETs, is het goed mogelijk dat de toevallig gebruikte BF245A voldoende afwijkt van de "typical values" om toch geen hogere versterking te geven dan een typische BF245C (en dus mogelijks ook dan de BF245C die u nu toevallig gebruikt).
Ik betwijfel trouwens of u het verschil tussen een versterking van 6,6 of 4,4 echt zou opmerken bij een schema met regelbare terugkoppeling.
Door de bij de BF245A veel kleinere Rs en spanning over Rs, is de stabilisering van de DC-instelling tegen spreiding op de transfertgrafiek (Ids i.f.v. Ugs bij voldoend grote Uds) echter slechter dan bij de BF245C met Rs = 1800 ohm.
Voor u maakt dit allicht weinig uit, want u kunt Rs desnoods altijd aanpassen (wat meer of minder dan 220 ohm nemen) tot Ids ongeveer 2,3 mA wordt.
Maar een fabrikant die veel exemplaren van de schakeling zou moeten maken, kan een duidelijke voorkeur hebben voor de oplossing met BF245C, wegens de dan minder transistorafhankelijke DC-instelling, mits natuurlijk de voedingsspanning Vcc voldoende hoog is.
PS: in het Elektuur ontvangertje van maart 2000 de eerste FET als kwadratische detector instellen, zal natuurlijk de demping van de FET op de ingangskring opheffen, maar ik vrees dat de gevoeligheid van het ontvangertje dan zeer slecht wordt aangezien slechts een kleine ferrietantenne toegepast wordt.
Zelfs 2 of 3 (laagfrequent) trapjes na de detector, kunnen dit probleem niet oplossen, daar zwakkere radiostations sowieso in de ruis verzopen zullen blijken.
Vergeet niet dat bij een kwadratische detector de output zeer snel daalt (kwadratisch ) als de input daalt. Te weinig input (wegens enkel een kleine ferrietantenne) is daardoor zeer snel niet meer te compenseren met extra versterking achteraf.
Honourable Member
Het topic is nu een beetje afgedwaald van de oorspronkelijke strekking, maar ik lees nu wel heel geïnteresseerd mee.
Inderdaad was ik wat onvoorzichtig met mijn uitspraak over de 'onafhankelijkheid van de drain-gelijkspanning', want dat klopt weliswaar voor de spanningen waaraan ik gewend ben, maar niet meer bij de lagere die we nu vaak zien.
Een kleine berekening vooraf helpt ècht.
Op 26 juni 2011 17:54:41 schreef dawmast:
Voor de audiondetector T4 kan ik ook een BF494 nemen. Omdat een BF494 een veel lagere capaciteit tussen de basis en de collector heeft dan een BC550C, is het frequentiebereik van de detector ook hoger. Is vooral handig als ik de hogere kortegolfbanden wil ontvangen. De basis collector capaciteit zorgt namelijk voor tegenkoppeling die sterker is naarmate de frequentie hoger wordt. Uiteraard moet ik de biasweerstand R3 zodanig aanpassen dat T4 in het voor de detectie benodigde kromme deel van de karakteristiek werkt.
Die biasweerstand moet u allicht *niet* aanpassen als u een BF494 i.p.v. een BC549C gebruikt.
Die "audion" detector werkt immers als volt:
Het hoogfrequent AM signaal wordt rechtstreeks over de BE-junctie ("diode") van de transistor gezet. Door het niet-lineair verband tussen de stroom (dus ibe) en de spanning (dus ube) in deze diode, bevat de diodestroom (m.a.w. de basissroom ibe van de transistor!) o.a. de gewenste audio-component.
De detectie gebeurt dus zuiver in de licht voorwaarts "gebiaste" BE junctie (diode) van de transistor.
Het detectie-rendement blijkt daarbij het hoogst te liggen bij een DC biasstroom door de junctie (dit is dus tevens de DC instelstroom van de transistor!) van ruwweg 1 µA (niet kritisch), en deze optimale biasstroom is weinig afhankelijk van het transistortype (zolang het een kleinsignaal Si NPN type betreft).
Zowel voor een BC549C als voor een BF494 is de optimale instelstroom dus een BASISstroom (Ibe) van ongeveer 1 µA (onkritische waarde).
Omdat de BC549C natuurlijk een veel grotere stroomversterking heeft dan de BF494, zal de optimale collector instelstroom (Ice) echter wél veel hoger liggen bij de BC549C (pakweg 0,6 mA) dan bij de BF494.
Om dezelfde reden (grotere stroomversterking) zal de BC549C ook een veel grotere audio collectorstroom (en dus uitgangsspanning over de collectorweerstand Rc...) leveren dan de BF494 (bij gelijke Rc). In de BE diode zijn de audio stroomcomponenten ongeveer gelijk, maar in de BC549C worden deze componenten verder wel forser versterkt.
_______________________________________________
In de "audion" detector ligt de collector voor het hoogfrequent (HF) AM signaal wel via een condensator aan massa. De capaciteit Cbc kan daarom geen "tegenkoppeling" veroorzaken, aangezien op de collector dus doodsimpel geen HF signaal staat.
Door de voor HF geaarde collector is het wel zo dat de capaciteit Cbc direct parallel met de ingang (tussen basis en massa = collector) staat.
De BC549C zal dus (mede) door zijn hogere Cbc een hogere ingangscapaciteit vertonen dan de BF494.
Aldus zakt de ingangsimpedantie van de schakeling met BC549C sneller bij stijgende frequentie dan bij gebruik van de BF494 en daardoor (dus *niet* door een verhoogde "tegenkoppeling" door Cbc) produceert de BF494 uiteindelijk toch meer audio output dan de BC549C vanaf een zekere (hoge) frequentie (die trouwens sterk afhankelijk is van de inwendige weerstand van de stuurbron).
Het is om dezelfde reden dat een BC557C hier minder aangewezen is dan een BC547C want complementaire PNP'ers hebben doorgaans merkelijk hogere capaciteiten dan hun NPN broertjes.
_______________________________________________
Het sterke punt van die "audion" detector is zijn grote eenvoud en zeer grote gevoeligheid.
Met een BC549C ingesteld bij Ibe = 0,8 µA (dus Ice ongeveer 0,5 mA) en Rc = 10 kohm, bekomt men bv. 40 mVp "audio" bij een 1 MHz RF ingangssignaal van 5 mVp (gemeten voor modulatie) met m = 0,5.
De grootte van de complexe ingangsimpedantie bedraagt dan ongeveer 10 kohm (bij 1 MHz).
Zelfs met een goede Ge diodedetector gevolgd door 1 aparte transistor LF versterking, is het moeilijk/onmogelijk om een even groot audiosignaal te bekomen in dezelfde omstandigheden.
Maar verder heeft deze schakeling ook zeer slechte eigenschappen:
1. De detectie is kwadratisch. Zoals bekend is de vervorming van een puur kwadratische detector bij klassieke AM signalen gelijk aan m/4.
In de begintijd van de omroep werd zelden een modulatiediepte van meer dan 30 % (m = 0,3) gebruikt. De vervorming bij demodulatie met een kwadratische detector (zoals typisch in een OV1 met regeneratie) bleef daardoor beperkt tot 7,5 % bij de audio maxima. Dat viel dus nog wel mee.
Maar tegenwoordig wordt echter m = 1 gebruikt en dan... loopt de vervorming door de detector reeds op tot 25%...
Men maakt tegenwoordig zelfs gebruik van de asymmetrie van audiosignalen om bij de "positieve toppen" een grotere modulatiediepte dan 100% te kunnen toepassen.
En bovendien is het verband tussen ibe en ube van de transistor veeleer exponentieel dan kwadratisch. De reeksontwikkeling van de functie ibe i.f.v. ube toont aan dat er (ook) zeer sterke oneven orde componenten voorkomen.
De transistor "audion" detector produceert dus afschuwelijk veel audio-vervorming met tevens veel derde en zelfs vijfde orde componenten...
2. We hernemen het realistisch voorbeeld van hierboven: 40 mVp audio bij een RF ingangssignaal Ui van 5 mVp (verdere omstandigheden: zie hierboven).
Wordt nu Ui bv. 5 x sterker, dan gaat de uitgangsspanning x 25 (kwadratisch gedrag!) en het uitgangsvermogen in de luidspreker dus x 625! En dat is zeker niet alleen "theorie", meet het gerust eens na en u zal zien...
De detector werkt dus zeer oncomfortabel want een relatief geringe verandering in de sterkte van de ontvangen zenders, geeft een overmatig grote verandering van het volume in de luidspreker als gevolg, zodat men zeer heftig met de volume- of terugkoppelknop moet jongleren om de geluidssterkte enigszins constant te houden.
3. Om dezelfde reden is de bruikbare Ui range zeer beperkt (klein dynamisch bereik):
Bij Ui = 5 mVp bekomt men dus 40 mVp audio, waarmede men bv. een TDA7052 (audio versterker) net volledig kan uitsturen (1 Watt over 8 ohm bij 5V voeding).
Bij Ui = 25 mVp zit de BE junctie echter zeker al bij de oversturingsgrens, waarboven zware clipping optreedt. De output is dan trouwens al gestegen van 40 tot 1000 mVp en men moet dus de volumeregelaar zeer fors terugdraaien...
Bij Ui = 1 mVp daarentegen is de output nog slechts 40 / 25 = 1,6 mVp, waarmede de TDA7052 nog slechts 1,6 mW kan produceren (=> te zwak geluid)...
Dus eigenlijk is de "audion" transistor detector in dit typisch voorbeeld slechts geschikt voor HF ingangsniveau's van 2 tot 25 mV. Het dynamisch bereik is dus slechts 22 dB...
__________________________________________
Tenslotte presenteer ik terzake eens een vraag die je zeker eens moet proberen zelf op te lossen
Kan een kwadratische detector ons geen enorm selectiviteitsvoordeel bieden?
Stel dat twee KG zenders A en B met zeer gering frequentieverschil ongeveer even sterk op onze antenne binnenkomen.
Zonder terugkoppeling ontvangen we beide zenders even sterk en horen wij ze dus "door elkaar heen" in de luidspreker.
Door de terugkoppeling optimaal aan te halen, slagen wij er echter in om zender B vijf maal minder sterk op onze detector te laten binnenkomen dan zender A.
Een verdere verzwakking van de storende zender B t.o.v. A kunnen wij met onze enkele ontdempte LC kring echter niet bekomen, zonder ook de bandbreedte voor de gewenste zender A teveel te moeten beknotten.
Nu kan men denken dat B nog altijd zéér storend zal doorklinken, aangezien B dus slechts 5 keer minder sterk op onze detector binnenkomt dan de gewenste zender A.
Maar wacht eens, we hebben toch een kwadratische detector, niet?
Dus zal de 5 keer zwakker op de detector binnenkomende B dan wel degelijk 25 maal minder detector-output (audiospanning) produceren dan A?
Slotsom (?): de storende zender B produceert dank zij de kwadratische detectie niet 5, maar 25 maal minder audiospanning dan de gewenste zender A, terwijl dit bij een lineaire detector slechts een factor 5 (i.p.v. 25) zou zijn.
Een kwadratische detector kan de effektieve selektiviteit van een eenvoudige ontvanger dus fors vergroten en vertoont op dit punt bijgevolg een zeer groot voordeel t.o.v. lineaire detectoren.
Nou, dan zijn die ontvangertjes met kwadratische detectie inderdaad toch wel zéér leuke ontvangertjes Deze kunnen immers veel meer effectieve selectiviteit opwekken dan men op basis van hun enkele afstemkring zou verwachten. Daar kunnen de zogezegd "betere" ontvangers met lineaire detectie een puntje aan zuigen!
Nu, wat denkt u, klopt die stelling nu of niet en waarom (niet)
@Subito:
PS: in het Elektuur ontvangertje van maart 2000 de eerste FET als kwadratische detector instellen, zal natuurlijk de demping van de FET op de ingangskring opheffen, maar ik vrees dat de gevoeligheid van het ontvangertje dan zeer slecht wordt aangezien slechts een kleine ferrietantenne toegepast wordt.
Zelfs 2 of 3 (laagfrequent) trapjes na de detector, kunnen dit probleem niet oplossen, daar zwakkere radiostations sowieso in de ruis verzopen zullen blijken.
Vergeet niet dat bij een kwadratische detector de output zeer snel daalt (kwadratisch ) als de input daalt. Te weinig input (wegens enkel een kleine ferrietantenne) is daardoor zeer snel niet meer te compenseren met extra versterking achteraf.
Dit kun je dan oplossen d.m.v. een aparte regeneratieve trap. Zie hier beschrijvingen van regeneratieve ontvangers met een Q-multiplier bestaande uit een Dual-Gate MOS-FET of een J-FET en een J-FET als Drain Bend Detector:
http://www.epemag3.com/index.php?option=com_docman&task=doc_download&g…
http://www.epemag3.com/index.php?option=com_docman&task=doc_download&g…
http://www.epemag3.com/index.php?option=com_docman&task=doc_download&g…
Schema van zo'n ontvanger met een J-FET als Drain Bend Detector, de ontvanger wordt besproken op http://www.scribd.com/doc/37926534/0803-Practical-Radio-Circuits-Part-… en http://www.epemag3.com/index.php?option=com_docman&task=doc_download&g…
Maar heeft zo'n Drain Bend Detector met een kwadratisch verloop dan minder last van vervorming?
[Bericht gewijzigd door dawmast op dinsdag 28 juni 2011 11:45:03 (29%)
Ik veranderde in het schema de buffer T3 in een Drain Bend Detector door de sourceweerstand R6 te verhogen naar 22k, zodat de FET in het voor de detectie benodigde kromme deel van de transferkarakteristiek komt. Maar met deze Drain Bend Detector werd de ontvanger erg ongevoelig, ook met de ontdemper T1 en T2 op het randje van genereren kon ik alleen maar de sterkste signalen ontvangen, maar dan nog met veel ruis. Ook al had ik R6 overbrugd door een kleine elco. Hoe komt dat dat deze Drain Bend Detector zo ongevoelig is? Terwijl eerdere experimenten met een Drain Bend Detector en een ontdempingsschakeling met een J-FET of een Dual Gate MOS-FET gebaseerd op de schema's van Everyday Pratical Electronics wel succesvol waren.
Het bewijst immers hoe lelijk het Miller effect kan huishouden in HF versterkers met J-FETS in GSS en hoe dit effect de ingangsweerstand zowel fors kan verlagen (=> kringen aan gatezijde worden duidelijk gedempt) als negatief kan maken (kringen worden ontdemt). Door de mogelijke inkoppeling van reactantie, worden de kringen tenslotte ook verstemd.
Dus dit probleem heb je dan ook in superhets waarbij een J-FET als HF-voorversterker dient, in dat geval biedt de cascodeschakeling van twee J-FET's in serie, of een J-FET met een bipolaire transistor in serie uitkomst.
Op 28 juni 2011 11:30:58 schreef dawmast:
Ik veranderde in het schema de buffer T3 in een Drain Bend Detector door de sourceweerstand R6 te verhogen naar 22k, zodat de FET in het voor de detectie benodigde kromme deel van de transferkarakteristiek komt. Maar met deze Drain Bend Detector werd de ontvanger erg ongevoelig <...>
Hoe komt dat dat deze Drain Bend Detector zo ongevoelig is?
Om in een J-FET zoals uw BF245 de drainstroom van maximum (Idss bij Ugs = 0) naar minimum te krijgen, moet je de gatespanning Ugs pakweg 5 V variëren.
Als er nu een HF signaal van pakweg 5 mV op de gate komt, dan wordt dus slechts een zéér klein stukje van de transfertgrafiek doorlopen, dat bijna als een recht stukje te aanzien is (binnen de volledige, eerder parabolische grafiek)... Geen wonder dus dat uw "kwadratische" detector dan maar een zeer kleine output kan produceren.
[Maar zoals reeds gezegd: als u de HF input met pakweg een factor 5 kunt verhogen (enige voorversterking, betere antenne, ontdemping...), dan stijgt de uitgangsspanning al een factor 25 en voldoet de schakeling allicht wel. Er komt dan immers plots 25 keer meer audiospanning uit, waardoor het vermogen in de speaker x 625 gaat...]
Bij een "gewone" bipolaire transistor (BJT) daarentegen, verdubbelt de collectorstroom reeds bij een toename van de basisspanning Ube van amper (ongeveer) 20 mV!
Als daar dus een HF signaal van 5 mV aan de basis gelegd wordt, dan wordt wél reeds een behoorlijk deel van de (ruwweg exponentiële) transfertgrafiek doorlopen, en daardoor zal de output van de detector met BJT dus véél groter zijn.
Daarom stelde ik in een vorige post reeds dat het (zowat enige) grote voordeel van de "transistor audion" zijn grote gevoeligheid is.
De detector met FET zal wegens de meer kwadratische transfertgrafiek (versus de eerder exponentiële bij de BJT) wel minder oneven orde distortiecomponenten opwekken dan bij gebruik van een BJT, en natuurlijk is de FET detector zeer hoogohmig en kan hij dus direct op de top van uw afstemkring aangesloten worden.
Maar verder blijft het een kwadratische detector met de inherente onhebbelijkheden (vervorming = m / 4, grote verandering van de output in vergelijking met de inputvariaties en beperkt dynamisch bereik) die ik in een vorige post reeds beschreef.
Maar hoe zit dat nu met die selectiviteisverhoging dewelke de kwadratische detector dus op selectiviteitsgebied (al dan niet) duidelijk boven "lineaire" detectoren (t.t.z. detectoren met audiospanning evenredig met de HF ingangsspanning) plaatst?
@Subito:
Om in een J-FET zoals uw BF245 de drainstroom van maximum (Idss bij Ugs = 0) naar minimum te krijgen, moet je de gatespanning Ugs pakweg 5 V variëren.
Als er nu een HF signaal van pakweg 5 mV op de gate komt, dan wordt dus slechts een zéér klein stukje van de transfertgrafiek doorlopen, dat bijna als een recht stukje te aanzien is (binnen de volledige, eerder parabolische grafiek)... Geen wonder dus dat uw "kwadratische" detector dan maar een zeer kleine output kan produceren.
Moet ik in dit geval dan een BF245A of een BF245B nemen voor de Drain Bend Detector?
Kofferradio:
Ik heb ik een plastic koffertje een ontvangertje gebouwd volgens dit onderstaand schema. Het gaat hierbij om een ontvanger met een HF-voorversterker, een ontdemper volgens de Butler oscillator topologie en een bipolaire audion detector met een BF494. Het is een midden- en een kortegolfontvanger.
De HF-voorversterker is voor op de kortegolf nodig om het zwakke signaal van de sprietantenne te versterken en om stoorstraling vanuit de regeneratieve schakeling te voorkomen. In de antenneleiding zit een klein spoeltje om storingen door nabije FM-omroepzenders te voorkomen. De collector van deze versterkertrap is d.m.v een koppelspoel van 2 windingen op de ferrietstaaf met de 7 windingen tellende kortegolfspoel aangesloten.
In de Q-multiplierschakeling heb ik naast de grof- en fijnregelingpotmeters voor de terugkoppelinstelling ook nog een throttle condensator C7 gemonteerd om de terugkoppeling extra fijn te regelen.
Foto's:
Kofferradio:
http://www.uploadarchief.net/files/download/imgp2690.jpg
Onderkant deksel met throttle condensator, grof- en fijnregelpotmeters HF-terugkoppeling en onderin de middengolf ferrietantennespoel.
http://www.uploadarchief.net/files/download/imgp2688.jpg
Onderin de ferrietantennespoel kortegolf, ontvangerprint en printje met balansversterker met twee trafo's:
http://www.uploadarchief.net/files/download/imgp2687.jpg
Nu de grote broer van de kofferradio met aparte afstemeenheid voor op de kortegolf. De ontdemper is ook in dit geval een Butler oscillatort, maar dan met basisinstelweerstanden en een losse koppeling van de ingangskring d.m.v. trimmer C14 met de basis van T2. De eindversterker bestaat uit een LF-versterkerprintje met een LM386 uit een oude draadloze telefoon. In de ontvanger heb ik de smoorspoel en de parallelweerstand van 2k2 in de drainleiding van FET T3 vervangen door een instelpotmeter van 5k om zo de Uds optimaal af te stellen.
Midden- en kortegolf rechtuitontvanger:
Schema:
http://www.uploadarchief.net/files/download/imgp2615.jpg
Antenne afstemkring, ook wel Tuggle Tuner:
http://www.uploadarchief.net/files/download/imgp2616.jpg
Ontvanger met links de antenne afstemeenheid dichtbij de kortegolf afstemspoel in de ontvanger. D.M. de koppeling tussen de antenne afstemeenheid en de ontvanger te variëren, regel ik zo de selectiviteit en de gevoeligheid.
http://www.uploadarchief.net/files/download/imgp2613.jpg
Mod-edit: Het posten van kamerbrede posters en topickicks zijn niet toegestaan!
[Bericht gewijzigd door Henry S. op woensdag 29 juni 2011 14:39:43 (23%)
Yarr, Matey!
Waanzinnig!
Wat een leuke ontvangers heb je daar man!!!
Dawmast mijn petje af.
Mag ik je trouwens vragen, de losse afstemC en spoel?
Heel veel succes met..........
Vr Gr RRob.
@Rob007:
Mag ik je trouwens vragen, de losse afstemC en spoel?
Dat is de antennetuner die je afstemt op dezelfde frequentie als je ontvanger. Door dat de beide kringen, de ingangskring van de ontvanger en de antennekring, beide resonant zijn op dezelfde frequentie krijg je een goede signaaloverdracht. Je hebt hier te maken met een bandfilter met twee afgestemde kringen voor een verbetering van de selectiviteit. D.m.v. het variëren van de afstand tussen de antennekring en de ingangskring in de ontvanger, regel je hiermee de koppelfactor tussen de beide kringen.
Dit type antennetuner heet ook wel een Tuggle Tuner en wordt ook veel bij kristalontvangers gebruikt om de selectiviteit te verbeteren.
Op 28 juni 2011 21:09:00 schreef dawmast:
Moet ik in dit geval dan een BF245A of een BF245B nemen voor de Drain Bend Detector?
Op basis van de kleinere "gateruimte" (kleinere benodigde Ugs variatie om Ids van de maximum waarde Idss tot nul te brengen) verwacht ik wat meer output bij de BF245A dan bij de BF245B, mits u op een zwak AM signaal telkens de sourceweerstand afregelt op maximum audio output.
Maar een belangrijk verschil moet u allerminst verwachten, dus... Zie verder mijn eerdere posts over de spreiding op de karakteristieken van J-Fets en over de gevolgen daarvan terzake de voorspelbaarheid van de output van sommige schakelingen
Mooie foto's inderdaad die zeer goed illustreren waar u (blijkbaar zeer intensief) zoal mee bezig bent!
Maar het waren oorspronkelijk inderdaad nogal grote bestanden, die het laden van de pagina duidelijk vertraagden, wat toch wel enigszins hinderlijk was. Maar ik zie dat de zaken intussen rechtgezet zijn. Eind goed, al goed