Diode: Datasheet info gezocht.

Op 11 januari 2018 23:46:17 schreef grotedikken:
Ben je dat heel zeker, nanoseconden zijn heel kort hoor.

Dat weet ik. Maar de eigen capaciteit van een 1N4007 is ook heel klein. Die wordt in datasheets zelden vermeld, maar ik vond ergens een waarde van 15pF.
In de startpost noemde rew een stroom van 1A en een tijd van 100ns.
Ik heb er even aan zitten rekenen, als je 15pF in 100ns oplaadt met 1A dan is de spanning al 7000V. In de praktijk blijkt het veel minder te zijn en dat zal wel komen door andere oorzaken, b.v. de inductie in de ijzerkern.

Op 9 januari 2018 10:42:02 schreef DC2PCC:
Je moet echter wel een heel erg snelle oscilloscoop hebben om dit soort dingen juist te meten. zie ook deze appnote van Linear of deze video van Jim Williams

Altijd leuk om Jim Williams in actie te zien. De AN eindigt met een alternatieve opzet, met Tek type 109 etc. Bij deze. Scoop 400 MHz, even genoeg BW. 109 puls stijgtijd even beperkt (edit: eigenlijk verlengd) tot ca. 3 ns. De charge line is 230 ns, zichtbaar in de grafieken.

Dus, lees ik nu goed dat bij jou er zo'n 150ns meer dan 5V over een 1N4007 gaat staan als je van sperren naar geleiden gaat? En dat die 1N4937 in zo'n 5ns zich begint te gedragen?

Ja, maar hangt ervan af wat je onder "zich gedraagt" verstaat. In de specs van tFR wordt gekeken wanneer de spanning gezakt is onder 110% van de eindspanning. Als je 5 V aanhoudt dan doet de 1N4937 dat inderdaad binnen 5 a 10 ns.
Het laatste plaatje is niet zo fraai. Ik heb de opname eerder gestopt omdat de scoop (7854) er eindeloos over doet bij 10 ns/div en zo'n lage herhalingsfrequentie als bij de 109. Ik wil de 109 niet te lang aanzetten.
Het kan zijn dat er bij de 1N4007 ook nog een zeer kortstondige hogere piek in zit die in het plaatje de dans ontsprongen is.

Ik snap het. Als je die 110% aanhoudt, dan heeft ie redelijk de eindwaarde bereikt, en is het "overgangsverschijnsel" zo goed als voorbij. Maar waar ik me in mijn toepassing druk over maak is de hoge spanning die uit de inductie komt en mogelijk m'n mosfet kan nekken. Zodra de spanning over de diode onder de 5V is gezakt zitten we prima binnen de SOA van de FET.

Op 13 januari 2018 10:16:44 schreef rew:
Maar waar ik me in mijn toepassing druk over maak is de hoge spanning die uit de inductie komt en mogelijk m'n mosfet kan nekken.

Heb je deze constructie al eens overwogen rew.

Dit heb ik gebruikt bij een stappenmotor regeling, ik had pieken van dik 150VDC bij een voedingspanning van 24VDC. Dit was voor mij de oplossing.

Dan zou ik willen begrijpen waar ik mee bezig ben. Links een scottky, recths een zener. ALS de zener ingrijpt is het net als wanneer m'n FET doorslaat. Daar gaat energie in zitten en dan moet ik dat koelen. Bovendien is de boel links bedoeld om juist de spanning op de schakelnode binnen de perken te houden. Dus als extra bescherming, snap ik hem, maar die heb je dus alleen nodig als de boel links niet werkt. Ik zorg er liever voor dat de boel links gewoon werkt.

En dan links: Voor het "schakelmoment" zorgt de condensator voor een kortsluiting naar de voeding. Dus wat doet de condensator? Je kan de RC zo mikken dat je zeg een DC spanning van 6V op de condensator krijgt. Dan ben ik bezig met 25% van de tijd +12V en 75% van de tijd -6V op de spoel te zetten. Omdat ik geen stroomterugkoppeling heb, kan ik niet 1x de stroom bij 3V (waarbij de fabrikant garandeert dat het relais aangetrokken blijft) meten en dan daarop terugkoppelen. bij het genoemde voorbeeld is de effectieve spanning negatief, dus er gaat gewoon erg (te!) weinig stroom lopen.

Als ik op 25% ga PWM-en moet ik een "vrijwel nul" verlies in de uit-periode hebben. Grote C, kleine R, dus gaan we weer in de richting van gewoon zonder RC.

Als ik een paar ns een 5V over m'n diode heb, dan maak ik me daar geen zorgen over. De spanning op m'n fet leek boven de 30V uit te gaan. En dan ga ik me daar zorgen over maken omdat het een 30V fet is......

Op 13 januari 2018 11:47:54 schreef rew:
Dan zou ik willen begrijpen waar ik mee bezig ben. Links een scottky, recths een zener.

De zener is inderdaad om je fet te beschermen als het fout gaat, ik vindt dat je er laag zit met je max fet spanning.

ALS de zener ingrijpt is het net als wanneer m'n FET doorslaat. Daar gaat energie in zitten en dan moet ik dat koelen.

Bij mij werd de fet erg heet zonder deze construktie, en met de constructie bleef de fet koud. De zener wordt totaal niet warm, "bij mij dus" ik hoef niets te koelen.

En dan links: Voor het "schakelmoment" zorgt de condensator voor een kortsluiting naar de voeding. Dus wat doet de condensator?

De condensator vangt de eerste grote piek op, als de waarde groot genoeg is gaat hij niet zomaar in sluiting.

Als ik op 25% ga PWM-en moet ik een "vrijwel nul" verlies in de uit-periode hebben. Grote C, kleine R, dus gaan we weer in de richting van gewoon zonder RC.

Dit is wel een andere situatie als bij mij, maar je kunt het altijd proberen.

Ik verwacht eigenlijk dat de MOSFET in avalanche breakdown in korte tijd meer kan absorberen dan de zenerdiode, tenzij die laatste een uitermate fors exemplaar is.

REW bedoelt, denk ik, dat de condensator zit in korte tijd gedraagt als een kortsluiting, niet dat hij stuk gaat en daadwerkelijk kortgesloten raakt.

Laten we even analyseren wat er gebeurd: de MOSFET staat even in geleiding, en er gaat een stroom door de spoel lopen. Zodra de MOSFET gaat sperren, gaat spanning op de onderkant van de spoel boven de voedingsspanning, waardoor de Schottky diode in geleiding gaat, en de condensator opgeladen wordt. De spanning over de condensator loopt daarbij op, en dat stopt pas als ofwel alle lading uit de spoel in de condensator is gedumpt (aangenomen dat de weerstand relatief groot is), ofwel de zenerdiode gaat geleiden, ofwel de MOSFET weer ingeschakeld wordt. Dit alles komt natuurlijk doordat er geen vrijloopdiode over de spoel staat, waardoor de spanning erover hoog wordt en de stroom dus snel wordt afgebouwd.

Wat REW wil, is juist dat de spanning tijdens de inactieve fase zo laag mogelijk blijft, zodat de stroom zo weinig mogelijk wordt afgebouwd. Dit doe je dus met een vrijloopdiode over de spoel, bij voorkeur een snelle Schottky. Een RC snubber kan wel helpen om de transients wat te onderdrukken, maar met een diode in serie heb je het probleem verplaatst: je hebt immers weer een diode die in geleiding moet gaan! Als die diode snel genoeg is, had je hem beter als vrijloopdiode kunnen inzetten, mits hij natuurlijk de nominale stroom kan voeren.

Op 13 januari 2018 13:31:03 schreef SparkyGSX:
REW bedoelt, denk ik, dat de condensator zit in zich gedurende korte tijd gedraagt als een kortsluiting,

Yep!

Op 13 januari 2018 13:31:03 schreef SparkyGSX:
Wat REW wil, is juist dat de spanning tijdens de inactieve fase zo laag mogelijk blijft, zodat de stroom zo weinig mogelijk wordt afgebouwd.

Inderdaad. Dit is een requirement die ik me niet realiseerde toen ik aan dit topic begon.

In een datasheet staat vaak: Dropout: min 1.2V Dit betekent dat de dropout op z'n LAAGST bij 1.2V optreed, dus als je (minder dan) 1.2V "spookspanning" op de relais spoel laat staan als ie uit moet, hij ook daadwerkelijk uit zal gaan.

Bij DIT relais staat dropout: 0.75-2.0V. Ik lees dit als: de dropout zal tussen die spanningen gebeuren, dus bij 3V blijft ie gegarandeerd aan. De spoelstroom kan ik in mijn opstelling even niet meten. Die zal dan ook wel ongeveer 1/4e van de nominale 1.1A bij 12V zijn. Als je daarop gaat terugkoppelen, mag je natuulijk gewoon doen wat je wilt met de PWM en de vrijloop constructie, zolang je maar boven die 1.1A/4 blijft.

Maar in de huidige situatie moet ik dus maar "hopen" dat er voldoende stroom blijft lopen om het relais bekrachtigd te houden. En dat hangt er dus een beetje op dat de spanningsval over de diode liefst verwaarloosbaar is.

Als de spanning over de diode maar relatief klein is, en voorspelbaar, kun je er vrij eenvoudig voor compenseren.

Aangenomen dat je PWM frequentie hoog genoeg is dat er altijd stroom door de spoel loopt, heb je bij 25% pulsbreedte, 12V voedingsspanning, en een Vf van 0.5V een effectieve spanning van 0.25 * 12 - 0.75 * 0.5 ~= 2.625V. Ik zou dus een iets grotere pulsbreedte kiezen dan dat, om een gezonde marge te houden. Een lagere PWM frequentie heeft als gevolg dat de gemiddelde stroom gelijk blijft (zolang de stroom niet naar 0 valt), maar de rimpel en dus de RMS stroom toeneemt, en daarmee dus de warmte ontwikkeling. Voor de kleinste warmte ontwikkeling zou je dus de stroom zo constant mogelijk moeten houden, dus met een redelijk hoge frequentie PWM'en. Om te bepalen wat een goede waarde is, zou je ofwel de stroom kunnen meten met een scope, of de weerstand en inductie van het relais (in aangetrokken toestand!) kunnen meten, om de RL tijdconstante te kunnen berekenen.

Een 1N5822 doet het bijna perfect. Piekt tot 7 a 8 V. Maar is in 5 ns vrijwel terug op zijn gewone doorlaatspanning! Beoordeeld bij BW 1 GHz, exact volgens opzet/apparatuur van Williams.
Weerstand en diode gesoldeerd in GR874 in-line "insertion unit" met hun nog vrije lange aansluitdraden.

Edit: ook nog gecontroleerd met snellere sampling units. Bovenstaande was met stijgtijd stroompuls in de orde van 3 ns.
Nu ook nog geprobeerd zonder de stijgtijd te dempen. De piek komt nu tot 16 V maar de spanning keldert binnen 1.5 ns onder 5 V en direct nog verder tot nihil.
Het dempen deed ik met 27 pF van top 50 Ω weerstand (schema Williams) naar massa. Het precieze effect daarvan heb ik niet gemeten; 50 Ω met 27 pF geeft zo'n 3 ns, maar ik moet denk ik met 25 Ω rekenen, geeft 1.5 ns.

[Bericht gewijzigd door aobp11 op zaterdag 13 januari 2018 21:38:57 (47%)

Ok. Ik heb er een handjevol besteld.

Die piek van 7-8V daar geloof ik niets van...

Dat zijn dingen die zelfs met jou 400MHz scoop heel lastig te meten zijn. Wat mij betreft kan dat nog alle kanten op: het zou zomaar 30V kunnen zijn of een artefact van het snelle schakelen waardoor je wel 8V ziet, maar het is veel minder.

Maar... wat het ook is: met die 8V (toch de meest waarschijnlijke waarde) is acceptabel en ook zeg 38V betekent zo'n 5ns lang een 30V * 1A door m'n mosfet. 30W*5ns*40kHz = 6mW. Acceptabel. D'r zit nu een UF4007 op, ik heb een handje van die 1N5822 besteld.

@rew: mijn resultaten zullen de piek nog wat onderschatten. Williams gebruikt een 500 Ω probe. Ik meet via de doorgaande 50 Ω coax lijn, dus als het ware met een 50 Ω probe die een grotere belasting vormt.
Bij gelegenheid moet ik eens kijken wat er over een weerstandje van zeg 1 Ω gebeurt op de plaats van de diode.
Jammer dat Williams er niet bij zegt welke typen dioden hij getest heeft. Hij creëert met zijn design stroompulsen met stijgtijd 2 ns. De kale 109 is niet erg realistisch, veel te snel, zegt hij ook ergens.

De 1N5822 dioden had ik toevallig liggen, ergens gebruikt voor ingangsbeveiliging.

Edit:

Die piek van 7-8V daar geloof ik niets van...

Je moet dit ook niet lezen als spanning over de junctie. Het kleinste loopje dat je met een 1N5822 zou kunnen maken heeft al gauw een zelfinductie van 10 a 20 nH. Een L van 10 nH geeft bij dA/dt = 1 A/ns al een inductiespanning van 10 V! Mijn idee om "even" met een 27 pF de stijgtijd te dempen slaat dus waarschijnlijk ook nergens op, zou ik eens apart moeten gaan meten.
Ik heb intussen gezien dat een 1N5822 het niet eens veel slechter doet dan een draadbrug. Kortom, de 109 is gewoon veel te snel. Maar wat er na een paar ns gebeurt kun je wel als "juist" aannemen. En dan is de 1N5822 gewoon perfect voor jouw doel.
Maar vergis je niet, in jouw toepassing speelt de inductie van de bedrading waarschijnlijk een nog veel grotere rol.

Edit2:
Ik heb de stijgtijd nu gedempt met een 3T spoel in een aparte insertion box. Met her en der genoeg coaxkabel ertussen om heen-en-weer reflecties buiten de eerste nanoseconden te houden. Zonder diode: stijging tot 50% in 2 ns. Met diode wordt het rommelig met oscillatie op 2 GHz gedurende zo'n 2 ns, daarna < 2V. Hoogste piek komt weer tot 7 a 8 V.
De enige serieuze test zal toch zijn om een 1N5822 o.i.d. in jouw opstelling te testen. Ik stop er maar mee maar ben wel benieuwd naar je bevindingen.
Edit3: Toch nieuwsgierig geworden waar die oscillatie vandaan kwam. Met een wat handzamer pulsgenerator werd dat snel duidelijk: kwam uit de insertion box met de 3T spoel. Die oscillatie was als een lichte hakkel ook te zien op de in 50 Ω afgesloten puls maar viel dan om diverse redenen niet zo op bij gebruik van de 109. Die paar supersnelle golfjes in de eerste 2 ns zijn weer niet maatgevend voor wat de diode doet, zal weer vooral inductie zijn van de bedrading. Dan blijft er dus nauwelijks iets over van de forward recovery voltage.

[Bericht gewijzigd door aobp11 op dinsdag 16 januari 2018 14:02:45 (12%)