1KHz AC Referentie ontwerp perikelen :-)

Hi,

Even wat laten zien wat voor meetwaarden ik betreffende de THD krijg, als ik het 24dB/Oct filter achter mijn blok/driehoek converter zet.
Het totale schema komt later deze week.
Het geheel staat nog op een breadboard en daar had ik flink wat problemen mee, natuurlijk commommode via de massa verbindingen.

Maar nu heb ik het toch aardig goed gekregen, eerst weer een test gedaan met de generator van de AP meetset, bijna alle harmonische strak rond de -120dB...
Dat moet de geluidskaart wel zijn denk ik.
Ik heb ook nog gezocht naar een geluidsskaar die het beter doet en betaal baar is, nog niet echt iets gevonden, hebben jullie wat info?
Of is de geluidskaart die ik gebruik nog op te voeren, ik heb hier weinig zinnigs over kunnen vinden (M-Audio Delta AP 192)

Het plaatje is klikbaar, ik klaag niet wat betreft de THD, is het goed genoeg voor jullie?

Ik weet nu wat betreft de opbouw een beetje waar de pijnpunten zitten i.v.m. de staling van het blok signaal en stromen in de massa verbinding.
Ik heb al zo'n stalen TEKO doosje voorbereid waar ook de Master Wienbridge in is gebouwd.
Ik bouw dit op al een los staande unit, de bron is één van de vijf SMD 10MHZ CMOS oscilatoren en deze zitten binnen de 25PPM.
Hierachter dus de deler die er 1KHz van maakt en dan de schakling er achter die er een driehoek en dan een sinus van maakt.

Dus een testsetup, zodat ik beter kan meten hoe de performance is van de schakeling, er is zo open op tafel nog te veel storing die opgepikt word
en ook vervorming door de slechte massa contakten op het breadboard, maar 0,00023% THD is vooralsnog niet verkeerd

SHOOT!

Groet,
Bram

Hi,

De laatste paar dagen wat testjes gedaan en nagedacht over hoe de filters van dit project goed te testen.
Ook heb ik nog gespeeld met de FFT software en onderzoek gedaan naar een andere opamp.
TI maakt een aantal hele mooie opamps, zoals de hier op CO al veel door mij gebruikte OPA140 serie.
Maar er is er nog een, speciaal voor audio ontwikkeld en dat is de OP1641 series, zoek de datasheet daar maar eens van op.
Super lage vervorming, Fet ingang die weinig commonmode vervorming geeft, snel genoeg is en ruis die overeen komt met een NE5532A.
Lees die datasheet, veel info hoe de max. performance te verkrijgen is uit dit IC.

Ik wil graag voor het testen zoveel mogelijk delen van de schakeling in één stalen TEKO doosje hebben,
na het testen op het breadboard ben ik nu klaar, om het op een printje te zetten dat in het TEKO doos past.

Aan de linkerzijde de twee test Wienbrug oscillatoren die ik al heb gebouwd en getest, linksonder is de laatste en beste doordat de impedantie van de Wiendrug componenten lager zijn.
Rechtsboven met de lege rode print, daar komen de onderdelen op om de sync schakeling te testen zonder last te hebben van de vele storobronnen hier aanwezig.
Ik probeer zovel mogelijk onderdelen van mijn testschakeling op de print te plaatsen en daar gebruik ik een techniek voor die ik wel vaker heb toegepast.
Mijn doe is om ook de AGC schakeling op dit printje te bouwen, maar ik denk dat dit toch net te veel gevraagt is...
Zie de twee "hybride" onderdelen onder het kastje met de rode print, zo meer hierover.
Linksonder zijn twee LDR units afgebeeld, met deze ga ik wat testen doen wat LED stroom en LDR weerstand betreft.
De LDR is in het schema opgenomen dat ik zo laat zien , zodat dit schrma een zelfstandigte schakeling kan worden en het uitgebreid getestkan worden met een AGC regeling.

Eerst even het klikbare laatste schema van vandaag.
Linksboven staat de 5V referentie waaruit de 10MHz CMOS en de Leapsecond deler gevoed gaat worden,
de directe 5V uit de LT1021 kan ik dan gebruiken als referentie voor de AGC schakeling.
De AGC schakeling is eigenlijk niets anders dan een vergelijker, je hebt een referentie spanning of stroom en die vergelijk je met het gelijkgerichte AC signaal,
dit kan ook een spanning of stroom zijn, laters meer hierover.

Deze 10MHz bron is niet de mooie OCXO en is ook niet nodig voor deze meet/test schakeling, de gebruikte module is binnen 25PPM en de hier gebruikte module was zo uit het hooft iets van +8PPM.
Er zijn weinig spoeltjes te zien voor ontkoppeling, de rede is dat oscillator veel minder stroom verbruikt dan gespecificeerd en
ook de PIC controler die gebruikt wordt voor de Leapsecond PD15 is mooi zuinig, weinig stroomverbruik betekent bijna altijd weinig stoor energie,
dit samen met naturlijk en goede opbouw.
Aangesloten om de ingang van de integrator, leverde het 15KHz LP filter een 30% hoger stroomopname van deze schakeling op.

Na de integrator/limiter komt het LP Filter van ongeveer 1,5KHz, daar heb ik de LDR schakeling opgenomen, na veel wikken en wegen is dat de uiteindelijke positie geworden,
die het minst de filtering/vervorming aantast en simpel van opbouw is.
De eventueele vervorming door de LDR kan mooi door de filters er achter worden weggefilterd.

Natuurlijk verschijft het kantelpunt van dit 1,5KHZ filter wel een beetje als de LDR regelt,
maar de uiteindelijk vervorming aan de uitgang veranderde zo weinig dat dit bijna niet te meten was.
De verandering was 0,0001% en dat zit zo dicht tegen de meetvloer aan dat ik mijzelf daar niet druk om maak.

Ik zij hierboven al, dat ik bepaalde technieken gebruik om ruimte op de print te besparen, in het schema hieronder staat wat onderdelen in een rode cirkel,
Deze onderdelen zijn bovenop het SMD verloopprintje aangebracht om ruimte op de rode print te besparen.
C16 die over de voeding van de 10MHZ CMOS zit ook direct over deze module heen, hieronder de foto's hiervan.
Met potlood staan de dempings waarden vermeld als mijn AP meetset wordt aangesloten op de linkerzijde van R11(8K45), natuulijk losgehaald van pin-7 van de voorgaande opamp!
De dempingswaarden hier in potlood aangegeven, zit maar een paar tiende van een dB af van de berekende waarde, toppie dus.

Off topic
Ik moest even iets opschrijven van een andere test die nog steeds loopt, dat staat rechts bovenaan, de oven van de Reisreferentie staat nog steeds aan,
al twee setjes 9V batterijen verstookt voor de referentie IC voeding, het ovendeel stond al op een LAB voeding.
Nu hang alles aan LAB voedingen, dus de toegevoerde spaning naarde LT1021 IC's varieerd niet met het dalen van de batterij spanning.
Ik wou weten hoeveel energie de twee LT1021 IC's met de trimweerstanden toevoegen aan de oven energie die nodig is om hem op temperaturu te houden
en of de referentiespanning mooi terug komt, nadat deze was uitgeschakeld, de beruchte "Hysteresis".
Het vermogen staat omcirkeld, 42mW minder is er nodig om de oven op temperatuur te houden als de LT1021 zijn normale voedingspanning krijgt.
On Topic.

Dan nu wat plaatjes van de "Hybride" techniek die ik gebruik om printruimte te besparen.
Hier zit de 10MHZ oscillator op de PIC deler gemonteerd, samen met een 1uF Cer. ontkoppel condensator.
Het TO92 IC is een 5V Low Drop regelaar.
De opbouw is vrij simpel als je het zo ziet, maar toch presteerde ik het om het pootje dat hier aan de PIC-2 zit eerst aan PIC-1 te solderen...
Zelfs nadat ik het uitgetekend had, hoe ik het moest aanpakken, zie onderstaande Blackdog CAD tekening.

Na wat gefriemel heeft de PIC processor een 10MHZ rugzakje gekregen.

Tijdens het meten viel mij iets op, dat was hoe mooi de blokgolf er uit zag die uit de PIC komt, hier wat plaatjes daarvan.
De frequentiecounter in de Hameg is niet nauwkeurig genoeg om deze oscillator te meten, jammer genoeg kan de Hameg niet aan mijn LAB Referentie gekoppeld worden.
Ook heb ik een aantal jaren geleden aan Hameg gevraagt of dit te trimmen is, nee, dus....
Maar de blok is mooi strak!

Hier ben ik ingezoomd op de opgaande flank, nu is het niet meer mogelijk met een 16 bit resolutie te meten door de korte tijdbasis zodat jullie het met 9bit moeten doen,
prachtig zoals de golfvorm er uit ziet.

Dat deed mij denken aan een kleine schakeling om scoops of hun probes te calibreren...
Netjes de 5V voeding trimmen op 5V PP en je hebt een perfecte blok om probes te trimmen en te controleren op meerdere frequenties.

Dan nu de opamp waarmee ik wil gaan testen op het SMD verloop printje, ik had geen 14-Pins SO meer verloop printje meer, maar wel nog een paar van VOTI die 16 Pins waren.
Deze zagen er het best gemaakt uit en ik heb toen een klein stukje van het printje afgeknipt, vijl er langs en daarna sodeerpad 8 en 9 met de soldeerbout verwijderd.
Toen heb heb ik de printpennen er in gesoldeerd, de typen die een stuk boven de print uitsteken.
Daarna in de bankschroef gezet zodat alle pinnen door de bankschroef werden doorverbonden en hierna het IC op het printje gesoldeerd.
Toen nagedacht in hoeverre ik onderdelen/verbindingen aan de bovenzijde van het printje kon gaan aanbrengen.
Als je naar het schema kijkt, kan je dus zien dat ik alle IC's "inverterend" gebruik, wijze les van Jim Williams die ik altijd toe pas waar het kan, zoals door hem aangegeven.
Dus het draadje met het blauwe kousje zijn de doorverbonden +ingangen.
De weerstand aan de rechterzijde is 210K en dit is R10 in het schema van het bandpass filter.
In het midden zit de 1uF Cer. condensator direct over de voedingspennen.
En aan de linkerzijde hebben we twee onderdelen C3 en R4 en deze behoren tot de integrator schakeling.
Toen vond ik de print vol genoeg

Nu weer iets anders, en dat heeft betrekking op de ruisvloer van de filter schakeling.
Ik ben gaan meten zonder signaal en verschillende instellingen van het Virtins FFT pakket.
Ik heb niet alle plaatjes meer, maar nog wel een plaatje met de hele schakeling uitgevoerd met OPA2140 opamps.
De TL072 is dus niet meer toegepast, voor de vervorming maakt dit niets uit, maar ik zag wel zeker 6dB meer ruis rond 1KHZ, dat is de voet waar het 1KHz signaal zou worden wergegeven.

Deze bult rond de 1KHz komt dus door het bandpass filter, de gain van de opamp moet daar vrij hoog zijn om weer mooi het zelfde niveau te maken na de flinke demping door R8 en R9.
Het blijft natuurlijk altijd afwegen, ik heb hier gekozen voor en Q van 5, zou ik naar een Q van 10 gaan, dan wordt de verhouding van deze weerstanden nog een stuk groten.
Voordeel is dan een nog betere demping van harmonische en laagfrequent ruis uit het voorgaande deel, maar dus ook een te kleine bandbreedte en een slechter ruisgedrag rond de 1KHz.
Ik vind het zoals het nu is mooi genoeg, maar ook intressant dat ik al die dingen in beeld kan brengen en toevoegen aan mijn kennisbank

Na twee uur werken aan deze post vind ik het wel genoeg voor vanavond, ik hoop dat het intressant was voor jullie.

Groet,
Blackdog

12-11-2018
Tekst aangepast, vele taalfouten verwijderd.

Ha Blackdog,

Weer een helder verhaal. Zo langzamerhand wordt het tijd voor een CO award voor het produceren van de meeste (leerzame) content voor het forum

Van elke post pik ik wel weer wat op. Zo kende ik die TI opamps nog niet. Ook moet ik weer eens in optocouplers voor gain controll duiken. Ooit ingedoken voor (mooi!) gebruik in een limiter, maar dat was inmiddels al weer in mijn vergetelheid verdwenen....

Complimenten voor je miniatuur opbouw. De ervaring van vele mini-oventjes is te zien.

Die PicDivs zijn inderdaad prachtige delers! Ik heb geprobeerd te meten wat ze aan jitter toevoegen, maar dat is verwaarloosbaar. Klopt ook met de metingen van de ontwerper, die heeft het over minder dan 2ps.

Dat de blok van de PicDiv er op de scope zo goed uit ziet komt natuurlijk ook omdat je goed meet: op de foto van de PicDiv op breadboard is ook scope probe te zien. Met een massaveertje voor een mooie, super korte, zelfinductiearme massaverbinding.

groet! Gertjan.

Hi,

Ik heb het schema weer een beetje aangepast zodat dit deel een zelfstandig projectje wordt.
Groot deel van de opset gaat gebruikt worden voor de schakeling waarvoor hij in principe bedoeld is.
Maar ik vind het een leuke Spinoff en daardoor wat extra aandacht hiervoor.

Het schema is klikbaar en ik doe alleen omschrijvingen die een anavulling zijn op de vorige uitleg van de opbouw.

Laten we links bovenaan beginnen, daar zit een LT1021 in de 5V versie, mag ook een goede Maxim referentie zijn of iets van Analog Devices.
Het gaat er om dat hij "Low Noise" is, dus een 7805 of zoiets is niet aan de orde.
Het gaat hier ook niet om de drift van de referentie, ik gwebruik hem namelijk niet als referentie voor de AGC schakeling.
Waarom dan een LT1021-5V? Die heb ik voldoende op voorraad en voldoet aan de ruis eisen.

Een deel van de schakeling is verhuisd naar de uitgang van de Leapsecond deler, hetdoet het zelfde maar word dus rond de Leapsecond deler op de print gebouwd.
Dit is met opset zo getekend en de componenten C1, C2, R1 en R2 komen dus rond deze deler gemonteerd en er word op gelet hoe de stromen lopen.
De stromen door R1 en en vooral C2 moten naar pin 8 van IC5 lopen en natuurlijk door de ontkoppel condensatoren C14 en C13.
C2 haalt de stijle flanken van het blok signaal en dat stoorde flink in mijn eerste test setup tijdens de vervormings metingen en later de FFT metingen.
De korte draden gemonteerde C14 en de Low ESR condensator C13 van 220ΩF worden direct naast de IC's gemonteerd.
Dit om de voeding van deze zo schoon mogelijk te houden.
De creativeling zal dan misschien denken, Bram waarom gebruik je hier dan geen Shunt regelaar?
Dat kan, maar ik denk dat deze opset zal voldoen, of ik daar gelijk in heb zal de metingen laten blijken.

In het Schema staan in groen cirkels meetpunten aangegeven, die staan ondermeer voor scoop foto's die ik zo laat zien van de signaal vorm op deze punten.
Het schema zelf heeft de volgende veranderingen ondergaan, de ontkoppeling is er nu bij getekend
Ook is er een uitgangsbuffer bij gekomen, deze is voor mijn toepassing van deze schakeling niet nodig maar als de uitgang de echte "meetwereld" gaat zien in mijn ogen wel nodig.
R19 en D12 en D13 geven bescherming tegen mishendel gedrag van de schakeling.

Rechtsboven is de Sub-D connector te zien met zijn aansluitingen, er istwee maal een LDR opto in het schema te zien, het is er natuurlijk maar één aanwezig.
De LDR is aangesloten net na de Limiter/Integrator en het LED deel hangt aan de pennen 7 en 8 van de 9-olige Sub-D connector.

AGC regeling
De opbouw van de AGC regeling is als volgt, die moet ik nog ontwerpen *grin* maar ik heb er wel al voor gezorgt dat het regel bereik zzo goed mogelijk is ingesteld.

Dat gebeurd dus door R6, R7 en de weerstand van de LDR.
R6 en R7 hebben deze waarde van 2K gekregen omdat ik dan een regelbereik aan de uitgang heb tussen ongeveer 900 1100mV.
Dat zal voldoende moeten zijn om temperatuur drift te conpenseren van de filters die hier dominant zijn wat de drift betreft,
over de 5V referentie maak ik mijzelf niet druk wat drift betreft.
Ook de variaties door de dioden van de limiter vallen ruim binnen dit regelbereik.

Filter opbouw
Bij het opbouw van de filters heb ik dus de al eerder aangegeven software gebruikt, TI FilterPro Desktop en de on line Analog Filter Wizard
van Analog Devices.

Ik geef bij configuratie van de filters meestal op dat ik condensatoren uit de E6 reeks gebruik, let op dit betekend niet dat deze een 20% nauwkerigheid hebben!
Dat doe ik omdat deze reeks vaak in de 1% reeks van de paar fabrikanten zitten die ze nog leveren, of ik ze selecteer uit "normale" film condensaoren
als de andere eigenschappen van deze condensatoren dit toelaten.

Dan kies ik mijn frequentie en de orde die ik meestal max. wil gebruiken, en daarna het filter type, vaak is dat Butterworth of Chebyshev met een rimpel meestal beneden de 0,5dB.
Wat je als filter kiest hangt dus sterk af van je toepassing, voor jouw toepassing kan dat best een 8e orde Bessel worden omdat je met Audio werkt of een meetsysteem waarbij het fase gedrag min of meer vast legt van je filters.
Dus ga mijn uitgangspunten voor deze schakeling niet als norm gebruiken

In de Filter Wizard van Analog Devices kan je op twee manieren naar de amplitue respons kijken, deze zijn zo omschreven Manitude(dB) en Manitude(V/V).
De laatste geeft een hoge resolutie rond het kantelpunt aan van je amplitude karakteristiek, door nu te spelen met de kantelfrequentie en zoals de bij mij gekozen Chebyshev ripple kan je een mooi punt kiezen van de rimpel rond de 1KHz en natuurlijk ook de rimpel grote.

Hier wat voorbeeldjes hoe dit er uit kan zien bij gebruik van de Analog Filter Wizard,
dit is niet precies het filter dat ik in het bovenstaande schema gebruik.

Het is hier dus een 4e orde Chebyshev met ongeveer 0,4dB ripple,
en je kan hier in dB's de demping zien en een beetje inschatten hoe het gedrag is rond de kantel frequentie.

Dis is de "Manitude(V/V)" weergave, de gekozen 1KHz frwquentie zit op het stijle vlak van de amplitude, dat gaat dan bij temperatuur variaties echt meespelen.

Hier is de kantelfrequentie aangepast zodat 1KHZ mooi binnen de top van de ripple valt, hou er rekenign mee dat dit nog steeds ideale Spice waarden zijn waar je naar kijkt!

Wat je hier nu ziet komt meer overeen met de werkelijkheid, het gele deel rond de grafieklijn zijn de Monte Carlo afwijkingen die kunnen optreden/zullen
oprtreden door componenten variaties afwijkend van de ideale componenten waarden en andere eigenschappen zoals ESR en Q van de condensatoren.
Maar ik heb het vermoede dat de Analog Filter Wizard alleen met componenten variaties rekend dit samen met de bandbreedte van de gebruikte opamps.
Dus reken jezelf niet rijk, neem al je variaties mee, en meet je geconfigureerde filters!

Op het vorige plaatje standen de afwijkingen van de weerstanden en condensatoren op 1%, natuurlijk speel ik met de nauwkeurigheid en de meeste variatie treed op bij condnesator afwijkingen.
Niet eenz zozeer bij b.v. 1 of twee 2% afwijkingen maar vooral als je naar boven de 10% gaat, hier een plaatje als je gewoon maar wat in prikt in je schakeling maar wel 1% weerstanden gebruikt.

Het laatste plaatje betreffende de filters is als ik klaar ben en mijn condensatoren meestal uit een aantal 1% typen heb geselecteerd, het filter zou hier nog een hele kleine trim kunen gebruiken
wat frequentie betreft
De condensaator tolerantie staat op ideaal, maar ik heb ze meestal op 0,1 a 0,2% geselecteerd, en deze stand is niet beschikbaar.

Nu volgen de scoop plaatjes van de in groen aangegeven meetpunten in de schakeling.
Het eerste plaatje is de funtiegenerator uitgang toegevoegt aan de linker zijde van C1 en is hier 7,12V TT,
dat heb ik gecompenseert met trimpot P1 zodat ik weer de minimale vervorming had, dat doet verder weinig af aan het geheel, had even niet opgelet...

Punt A

Punt B

Punt C

Punt D

Punt E

Tussen de laatste twee foto's zijn geen verschillen te zien op de scoop foto's, knappe scoop waarbij je het verschil tussen 0,065% en 0,00003% THD kan zien

Het doosje heeft zijn 9-polige connector gekregen en ik hoop dit weekeinde de schakeling werkend op de print te hebben.

Ik zou zeggen SHOOT!

Groet,
Bram

Ha blackdog,

Weer meegelezen ziet er goed uit toch een paar punten van positieve maar zo wilt kritische opmerkingen

In de eerste plaats het cascaderen van filters die is een kritisch proces en kan beter vermeden worden maar daarover later meer.
Voor de mede hobby elektronici al die programma's die je op het net vindt voor de berekening van filters zijn op zich prima (de meeste denk ik) maar weet hoe je ze mag gebruiken.
Ik neem als voorbeeld de filters van @blackdog deze zijn berekend met een fc van 1kHz maar...... het signaal wat doorgelaten moet worden is ook 1kHz dat is niet goed anders gezegd dit levert onnodige problemen op.
Op de foto's is aan de hand van een statistische berekening (Monte Carlo methode) te zien wat er op de flank gebeurt.
Dit is te omzeilen als we het LP-filter uitrekenen op laat ik zeggen 1.2....1.3kHz op de down target verzwakking maakt dit 2 tot 3 dB uit geen punt dus maar je valt relaxt binnen het filter.

Het tweede puntje is zoals ik al aangaf het cascaderen (achter elkaar schakelen) van diverse filters.
De gevoeligheid van een schakeling als blackbox is bepalend voor de totale stabiliteit.
In het algemeen is een cascade veel gevoeliger dit komt door dat we te maken hebben met multi-parameters niet een filter maar diversen die waarschijnlijk niet gecorreleerd zijn een analyse welke ik gebruik is Schoeffler gevoeligheid analyse.
Maar ook op de ruis heeft dit een nadelig gevolg op de foto in dit draadje laat @blackdog mooi de ruisklok zien waarmee ik niet wil zeggen dat dit te veel is ik kan van de ruisklok niet bepalen of dit in relatie met de versterking klopt.
Maar het is misschien onnodig om een te dure Opamp te kiezen als door de filter topologie er geen meerwaarde ontstaat.

Wat kan je dan wel doen maar helaas de computer programma's kijken hier ins Blaue hinein .
Multiple input multiple feedback dit zijn complexere filters en moeten over het algemeen handmatig berekend worden.
Als je een smalle band heb door te geven altijd een bandfilter nemen spaart twee Opamp trappen uit beter stabiliteit en minder ruis .

Welk resultaat mag je dan verwachten met componenten van 1% zo'n 40% minder gevoelig maar ook de ruis aan de Opamp ingang ligt aanzienlijk lager.
Leuk om te zien dat het programma welke @blackdog gebruikt ook de ENOB uitrekent (Effective number of bits (ENOB))een weerspiegeling van het dynamisch bereik van een correct functionerende ADC .

Ik kijk met belangstelling weer verder mee op naar de detector even voor Bram ik maak gebruik van een synchrone detector die steekt met kop en schouders boven alles uit qua nauwkeurigheid en stabiliteit.
Wel zou ik in de gaten houden je detecteert een mooie sinus en regelt een bagger signaal misschien zit hier nog een adertje onder de voeten

Groet,
Henk.

Hi,

Henk
Veel zaken die je aangeeft kloppen, je kan b.v. het kantelpunt zoals je aangeeft verschuiven naar 1,2KHz en dan b.v. een 0,1 a 0,2dB Chebyshev nemen.
De kans is echter dan ik dan niet de zeer mooie waarde van de vervorming zal bereiken omdat de filtering van de 2 en 3e harmonische niet voldoende is en ik dan tegen 0,001 procent THD kom en dat kan natuurlijk niet. *grin*

Veel van wat ik hier laat zien in topic en andere topics is, hoe je onderdelen van je schakeling met wat aandacht kan tunen om tot zeer goede specificaties te komen.
Dit is een schakeling waarvan er maar een paar gebouwd gaan worden en het temperatuurbereik is de normale tussen 20 en 35C voor op een LAB bench.

Waar ik dat nodig vind, specificeer ik goede componenten en geef dan ook aan deze verder uit te selecteren en laat b.v. met de plaatjes van de filter software zien hoe je dit kan doen
en waar je tegen aanloopt als je denkt ik geloof het wel... Ik heb hier nog een paar 10nF condensatoren, dat moet ook werken...
Dit soort gedrag is algemeen bij de mens, deze abberatie is bij mij maar minimaal aanwezig

Dus ik laat b.v. zien dat bij gebruik van een quad opamp van een bepaald type de ruis rond de 1KHz van de filtertrein duidelijk minder is dan met een TL072.
Dan komt er bij mij de dure opamp in om dit gedrag beter te krijgen, zal dit bij een aantal metingen die je met dit meetinstrumentje doet veel uitmaken, ik denk het niet.
Ik doe niet aan productie, er is hier geen inkoper of manager die aan mijn kop zeikt dat het te lang duurt of te kostbaar wordt.
Ga ik toch een keer minder uit eten en koop ik daarvoor een aantal mooie opamps en 1% condensatoren en weerstanden, daar heb ik trouwens veel langer plezien van.
Dat uit eten gaan kost vermogens en je spoeld het na een dag of zo, de riolering door *grin*

Wat het cascaderen van filters betreft, het zijn er maar twee als je de actieve bedoeld,
het 24dB/Oct is uit één filter berekening en de bandpass is ook één filter en beide zijn dus met zorg getuned in de software met uitgezochte componenten.

De temperatuurvariatie en veroudering van de componenten zullen uitgangsspanning variaties geven maar daar is de AGC funtie voor,
deze regeld zoals het nu geconfigureerd is ongeveer van -1dBV tot +1dBV aan variatie weg.
Voor de gene die het niet meer vers in hun hoofd hebben: 0dBV is 1V RMS, en 1dB variatie is ongeveer 11,2%
Is dit voldoende, ik denk het wel, maar hou er rekening mee dat ik niet de schepper van dit Heelal ben, maar dat ik wel mijn best doe met dit project, weer wat extra kennis te vergaren
De testen zullen het uitwijzen of mijn aannames en berekening voldoende nauwkeurig zijn geweest.

Er zijn vele gaten in mijn electronica kennis, Henk jij hebt denk ik een hele andere achtergrond hoe je vakkennis is opgebouwd, de mijne is er één van een autodidact.
Het ontbreekt mij aan een grondige wiskundige basis, op een enkele stagiaire na op school waren er weinig bevlogen uitleggers voor de praktische wiskunde.
Toen men begon met "lege verzamelingen" dit was in 1972, was ik er helemaal klaar mee, ik scheld iemand nog wel eens uit voor "lege verzameling"
Voor de goede orde, inschatten, hoofdrekenen gaat allemaal goed, maar rekenen aan zeg een 24dB per octave filter, passief of actief moet je mij maar niet laten doen.
Dan gebruik ik even een oude Maggie reclame slogan: "Een beetje van jezelf en een beetje Spice" en dan meet je het na!

Dus gebruik ik de software tools die tot mijn beschikking zijn en dan dit samen met mijn ervaring betreffende het tunen en afstellen op gebied van geluid, electronica, mechanica enz.
Dit resulteerd natuurlijk regelmatig in schakelingen die niet werken zoals ik dit graag wil, want ik ben een autodidact, je leert wat je op dat moment nodig hebt/had.
Over de jaren heen krijg je natuurlijk wel een basis, maar b.v. de wat meer moeilijke berekeningen zijn door mij toch wel erg lastig te leren, zou dat ook door de dyslectie komen...

Van de overpeinzingen weer terug naar de schakeling of wat nog moet komen...
Henk, kan je wat laten zien van de sychroon detectors die je hebt gebruikt?
Ik heb een drietal manieren in mijn hoofd zitten die ik wil testen, waarvan ik van twee voldoende voorbeelden heb en ik in een project waaruit dit alles uit voorkomt een gekachelde AD736 RMS converter gebruikte.

Dit is een deelschakeling van 6,5 jaar geleden, hang mij niet op aan de RC constanten hier gebruikt, dat zou ik voor de huidige toepassing moeten aanpassen.
Er wordt een LT1021-5V referentie gebruikt, ja toen had ik er ook al voeldoende...
Hoe werkt de schakeling, er komt 1V DC uit de AD736 als er 1V AC aan toegevoerd wordt, via R3 van 10K wordt er -0,5mA geinjecteerd op pin-2 van de opamp (mooie chopper van LT)
R2 injecteert als de AC spanning precies 1V AC ook 0,5mA maar nu een positieve stroom, de +ingang ligt aan massa en dat is de referentie voor de opamp.
Zijn de stromen door R2 en R3 gelijk, dan loopt er geen stroom door de LED.
De schakeling wordt natuurlijk zo opgebouwd dat er atijd een beetje stroom door de LED loopt omdat de rusttoestand zo is dat er te veel uitgangsspanning aanwezig is, de AGC regelt dit dan terug naar 1V RMS.
De AD736 RMS converter en de 5V referentie bevonden zich in deze schakeling in een oventje.
De nauwkeurigheid zat grotendeels in de afwijkingen/drift van de AD736.

Henk
Gaarne zie ik wat van de door jou gebruikte schakelingen te gemoet

Groet,
Bram

Ha blackdog,

Duidelijk en absoluut geen probleem integendeel zelfstudie is de beste studie maar daar wijt ik in je draadje niet over uit.

De techniek in jou situatie is een bandfilter multiple ingang multiple feedback beter maar.... zoals je dit draadje begonnen ben er zijn meer wegen naar Rome
Mijn inbreng moet je dan ook zien als een aanvulling het gebruik van een filter programma is goed alleen moet de gebruiker weten welk type filter.
Een combinatie van HP-filter/LP-filter kan maar ik wijs op de gevoeligheid en daarmee bedoel ik niet elk filter apart jij selecteert de componenten zorgvuldig maar als je twee type filters combineer met de zelfde fc dan kan het instabiliteit tot gevolg hebben mijn ervaring.
Als je die toepassing wil gebruiken dan een constant impedantie filter.
Door de fc te verschuiven naar 1.2kHz scheelt dit 1...2 dB op de 2kHz dat is dus eigenlijk niets.

Dan de Opamp het prijs verschil speelt geen rol maar op jou foto van de ruis ik weet niet of dit klopt dat moet je zelf narekenen/meten maar dit gebeurt er als de feedback niet goed is het zou dus kunnen dat je op het randje van oscilleren zit.

De detector eerst een vraag waarom een RMS coverter gebruiken je heb een mooi piek/piek signaal dat is prima te bemonsteren/detecteren en je heb na filtering/versterking je regelspanning maar misschien heb je hier verderop
een toepassing voor.
Om gebruik te maken van een synchrone detector komt (maar dat zal je begrijpen) iets meer elektronica aan te pas ik ga voor je zoeken in de papieren.
Ook ik hou zo'n soort van ontwerp/ideeën logboek bij .

Groet,
Henk.

Ha die Henk,

De "ruisbult" aanwezig rond de 1-KHZ heeft weinig te maken met rede tot genereren...
Dat is de ruisbeidrage van het notch filter, rond de 1KHz moet de opamp flink versterken om de demping van de twee weerstanden aan de ingang weer goed te maken.
Ik kan denk ik daar nog wat meer winst halen doorde impedanties lage te kiezen.
Dit houd dan echter wel in dat mijn AGC regeling ook aangepast zal moeten worden en de frequentie van het bandpass filter
meer zal verschuiven bij het regelen van de AGC, nu is de impedantie verandering die het bandpass filter met IC1-b ziet ruim minder dan 1%.

Voor je gemoedsrust ben ik even wezen spelen met een functie generator,
Deze heb ik aangesloten gehad op de ingang van het bandpass filter.

Het signaal uit de generator is een sinus en deze heb ik met een blok gemoduleert,
de modulatie frequentie is 10Hz en er is geen enkele instabiliteit zichtbaar...

De foto's hieronder is aande uitgang van de schakeling gemeten en de generator hing aan de linker zijde van R8 van 102K welke even was losgehaald.
Het plaatje laat zien dat er geen instabiliteit is, dit is getest in verschillende modi van de HAMEG scoop, dus ook de "het raam volledig open" stand.
Daar er dan ook niets te zien is van wat niet hoort, ben ik voor dit plaatje weer terug gegaan naar de 16bit stand.
Het gefriemel in het signaal is het zelfde als bij alle andere scoopplaatjes als je naar amplitude gemoduleerde signalen kijkt vooral bij digitale scoops.

Voor de zekerheid ook een scoop plaatje gemaakt met de analoge Philips scoop,
daar waren vele foto's voor nodig om dit enigszins redelijk op mijn camera vastgelegt te krijgen met de gebruikte tijdbasis stand.

Groet,
Bram

Ha blackdog,

Even een korte vraag kan jouw functie generator ook sweepen?
En je antwoord is duidelijk uiteraard je heb versterking in de trein ik kan Alleen niet zo snel overzien of je amplitude klopt dus thermische ruis + versterking = X amplitude.
Voor wat de stabiliteit betreft dat hoeft niet nu op te treden.

Groet,
Henk.

Hi,

Henk ik heb het filtertreintje gemeten en hieronder de resultaten hiervan, het plaatje is weer klikbaar voor een hoge resolutie weergave.
Dit is weer (h)eerlijk handwerk geweest
Dat komt omdat ik nog geen breakoutbox voor mijn geluidskaart in de meetcomputer gemaakt heb, hierdoor kan ik nu geen mooie computer grafieken laten zien.
De Audio Precision meetset kan dit ook op zijn display doen, maar de resolutie is daar niet hoog genoeg van,
zijn display is een hulpmiddel en dat was luxe 20 jaar geleden en nu vreselijk ouderwets,
zou zo blij zijn met een display zoals die van de KeySight 34461A in dit meetinstrument

De gebruikte generator voor deze sweep is de HAMEG HMF2525 en de amplitude karakteristiek is gemeten met de Audio Precision meetset.
Het niveau heb ik naar 2,5V rms gebracht om wat minder last te hebben van stoorsignalen als ik in het gebied kom waar veel demping van het signaal is.
Het band pass filter van 1KHz waar ik het signaal instuur heb ik met een kleine cer. condensator getuned op precies 1KHz.
Zoals hij was stond de piek op 1008Hz en dat valt binnen de toleranties van de gebruikte componenten en de aanpassing rond de ingangsweerstand van de AGC LDR.
C6 heeft nu dus 270pF parallel staan voor een perfect getuned filter bij 22°C op mijn breadboard en componenten.

Na het tunen van het filter heb ik op de Audio Precision meetset de dBr toets ingedrukt toen de generator op 1KHz stond.
Deze toets doet het zelfde als het nullen van het Ω bereik op een multimeter.

En dit alles geeft dan het onderstaande resultaat, klik...

De afwijkingen net naast de 1KHZ frequentie:
Her referentie niveau van de meting zit bij 1KHz op 2,57V dat is dus 0dBr.

-0,4dB = 975Hz
-0,3dB = 978Hz
-0,2dB = 982Hz
-0,1dB = 987Hz
-0,0dB = 1KHz
-0,1dB = 1011Hz
-0,2dB = 1016Hz
-0,3dB = 1019Hz
-0,4dB = 1023Hz

Verder de diepte in:
3Khz = -67,9dB
4KHz = -81dB
5KHz = -92dB
(meetvloer is hier ongeveer -102dB)

Aan de lage zijde, dus beneden de 1KHz is er dus veel minder filtering en dat klopt, dat is alleen de helling van het 2e orde 1KHz bandpass filter.
Het doet echter wel zijn werk goed, alle lage frequenties worden voldoende gedempt, dus 1/F ruis en pruttel uit de referentie, oscl. en deler worden goed onderdrukt.

Boven de 1KHz gaat het heel rap naar beneden, wat natuurljk de bedoeling is!
Als je goed kijkt kan je een kleine afwijking zien aan de rechter zijde van de 1KHz.
Dat is rond de 1,2KHz, daar zit een klein hobbeltje, dit komt door het slingeren van het Chebychev filter
en als je met een nog hogere resolutie zou kijken wat niet kan in deze grafiek dan zie je dat de amplitude in een heel klein bereik(enkele Hz) weer bijna vlak loopt.
Dit is verder niet van belang, het filter ziet die frequenties nooit, het effect is maar heel klein en zal verder geen problemen opleveren.

Met de demping die deze filtertrein oplevert bij de 2e, 3e, 4e en 5e harmonische zou ik ruim onder de 0,0001% vervormijng moeten uitkomen.
Daar zijn een aantal maar's bij, de vervorming van de door mij gebruikte opamps, bij dit meetniveau de vervorming van de componenten, de elektrische opbouw en het gedrag van mijn geluidskaart in de meetcomputer en als laatste diverse commonmode problemen op verschillende punten.

Bij het inbouwen en het gebruik van de nieuwe opamp hoop ik het THD en stoorniveau nog wat beter te krijgen, we zullen zien wat er mogelijk is, bij deze spinoff van de Wienbrug oscillator.
Een vergelijking, ik probeer dus de vervorming, ruis en brom zover mogelijk beneden de -120dB te krijgen zonder de schakeling verder uit te breiden.
Deze -120dB is dus gelijk aan 1PPM, denk dan eens aan een 10V spannings referentie, probeer die eens binnen 1PPM te houden, dat valt niet mee.
Het zelfde geld voor een goede 10MHz LAB referentie, nu hebben we wat dat betreft het makkelijk gekregen door de voortschrijdende techniek
en de tweede hand prachtige OCXO uit de telecom wereld die je op ebay kan kopen.
Maar dat is wel allemaal uitgezocht door fabrikanten met enorme budgetten en grote afzet markten.

Ik hoor weer graag jullie opmerlkingen,

Groet,
Bram

Ha blackdog,

Weer even mee gelezen netjes de plot zo zie je in een oogopslag wat je cascade doet en of het aan de verwachting voldoet.
Ik denk dat jou programma ook een sweep functie heeft linkerkanaal uit rechterkanaal in maar dat zal met je break out box van doen hebben.
Omdat je dBr meet weet ik niet de absolute waarde maar jij wel en dan kan je beoordelen of je ruis spanning klopt.

De wien oscillator ik heb nog eens nagedacht i.v.m de amplitude regeling er was een CO-er die opperde om een varicap te gebruiken ik denk om de frequentie te regelen.
Dat is geen haalbare kaart 1kHz is te laag dan werkt je varicap als detector maar om de weerstand te sturen dat lijkt zinvol dan regel je niet de amplitude met een diode, lampje, ntc enz maar je verschuift de fase van het filter waardoor je hoogdoorlaat of je laagdoorlaat meer demping geeft.
Op deze manier is het misschien mogelijk om de regeling uit te laten voeren door de brug balans.

Groet,
Henk.

Ha blackdog,

Even terug komen op de detector (product detector) in mijn systeem werkt de detector op een MF dus veel hoger als jou 1kHz.
Maar of je nu een omhullende detector of een synchrone detector toepast beide hebben als nadeel dat je moet filteren en dat geeft vertraging en dat wil je niet.
Je detector wordt in een feedback lus gebruikt de vertraging veroorzaakt beperkingen op het regelgedrag.
Maar ook het dynamisch bereik is te klein je praat over kleine veranderingen je correctie lus met het lampje neemt het grootste deel voor zijn rekening wat overblijft zijn met name korte en kleine veranderingen.

Wat wil je bereiken zonder over de top te gaan 1V en 10V prima maar welke resolutie is relevant 1mV 1uV

Groet,
Henk.

Hi Henk,

Ik begin met 1V en 1KHz als signaal en ga er vanuit dat er nooit meer dan +-10% variatie in de uitganspanning kan optreden.
Het lampje doet het voorwerk bij de hoofdoscillator en het syncsignaal zorgt er voor dat het bounchen niet optreed.
Mijn eerste metingen wat betreft amplitude stabilitijd was maar 1 a 2% variatie zonder de regellus die hem vlak moet trekken.

Mijn 1KHZ 1V spinoff die deze week ruim in beeld is geweest, daar heb ik flink tegenaan geblazen voor een minuut of zo, die varieerde ongeveer 0,02dB
Waarvan ik denk dat dit de variatie is van de limiterbrug met de 1N4148 dioden, dus weinig spannend, deze variatie kunnen we dus vergeten als error.

Het komt bij beide schakeling hier op neer, ik zorg er voor dat er ongeregeld 1dB meer signaal uitkomt dan nodig, en het regelcircuit maakt daar mooi "0dB" van, en kan tot ook ongeveer -1dB regelen zodat het optimale AGC punt, mooi in het midden zit van het regelbereik.
Die "0dB" ik de optimale spanning die ik kies, en dat is voor dit apparaat 1V of 10V.

Wat ik reeds heb laten zien als regelelectronica was een schakeling van een aantal jaren geleden met een AD736 RMS converter die samen met de 5V referentie in een oventje zat, dan was ik de temperatuur instabiliteit in ieder geval kwijt.
Dan heb je echter nog wel de drift van de opamps in de AD736, ik kan dat natuurlijk nog een keer toepassen...

Mijn beeld van wat ik nu wou doen is een mooi moderne dual chopper opamp en daar een gelijkrichter mee maken en een opamp voor de middeling en de LED sturing.
De moderne shoppers hebben ruim voldoende bandbreedte en gain om de 1KHZ mooi gelijk te richten, dus dat is nu de eerste stap die ik ga doen.
Als ik er een opamp extra tegenaan gooi kan ik de tijdconstanten mooi instellen zoals nodig.
Ik maak welke versie ik hier ook laat zien ze met een lage uitgangs impedantie, vandaar de extra buffers die de uitgang aansturen.
De opamp wordt dan niet belast en heeft zijn hoogste loopgain en de buffer zorgt er ook voor dat er voldoende stroom is voor de belasting zoals coax meetkabels.
De sense komt op de connectoren van de uitgang, ik ga niet zover dat ik sense ook extern kan gaan gebruiken.
Het is de bedoeling dat je de meetpennen van je multimeter in de bussen van dit meetinstrumentje steekt, ik ben geen Fluke kalibrator aan het bouwen

De bedoeling is dat ik "redelijk" stabiel, 1VAC bij 0,01% kan maken.

Groet,
Bram,

Hi,

Het is al weer een week of twee geleden dat ik wat heb laten zien over dit project.
Maar ik heb er wel aan gewerkt, de testprint is klaar maar nog niet getest en de onderdelen voor de breakout box zijn binnen.

Linksboven is het dikke aluminium doosje dat ik waarschijnlijk op een of andere beurs gekocht.
Hieronder vier stuks XLR chassis deel, links de ingangs connectoren en de rechter is voor de uitgangen.

De ingangen krijgen ook twee BNC connectoren met een schakelaar waarmee deze ingangen a-symetrisch kunnen worden gemaakt.
De twee uitgangen krijgen ook een BNC connector en daar gebruik ik alleen de fase aansluiting van.

Daar weer onder vier XLR pluggen waar mijn meetkabels aan gesoldeerd gaan worden.
Het lijstje in het midden geven de pinning aan van de twee ingangen en de twee uitgangen van de 25 polige Sub-d connector.

De twee horizontaal iggende connectoren op de foto zijn de linker en de rechter in en uitgangen.
De andere connectoren aan de Sub-d connector zijn midi en en de monitor links en rechts uitgangen.

Rechts bovenaan de connector die ik ga gebruiken met een mooie stevige kap van Canon.
En verder mijn tweede M-Audio AP192K geluidskaart.

In het midden een lijstje van het uitmeten van de ingangen en de uitgangen die ik ga gebruiken.
De andere aansluitingen van de Sub-d ga ik niet gebruiken.

Dit is de geluidskaart waarop ik heb aangegeven (rode kader) waar de analoge ingangs electronica zit.
Het groene kader geeft de ingangsbuffer aan, dit is een JRC 5532 IC, waarvan de uitgang direct aan de inverterende ingang verbonden is, gain dus 1x.
Zover ik het begrepen heb dient dit er voor om het laag Ohmige filter aan te sturen dat net voor de AKM AK5385BVF zit.
Het is natuurlijk niet handig dit te veel te laten beinvloeden door de impedantie van de bron die je op de ingang aansluit.
Het kost echter wel een dual opamp extra voor een symetrische ingang wat wat extra ruis en vervorming oplevert,
maar ik denk dat uiteindelijk de ADC de beperkende factor is, daar de kaart die nu in mijn meetcomputer zit al beter is dan de specificaties.
De vier elco's links in het rode kader zijn 22uF 25V en zijn van Suncap.

En dit is de print waaraan ik gewerkt heb, op deze foto is goed zichtbaar dat het onzin van mij was om te denken dat ik ook op het printje de AGC schakeling te monteren.
Binnen ieder IC voetje zit minstens één voedings ontkoppel condensator, en in het midden waar de quad opamp komt zit ook nog een film condensator
en ook de bedrading voor de + en de - voeding, rood een blauwe draden.

Rechtsbovenaan komt de voeding binnen en het IC voetje links van de elcos is voor de 5V Referentie IC.
En dan verder naar links het deler IC met de CMOS 10MHZ oscillator op zijn dak.
Er is een extra 1uF condensator toegevoegt voor de betere ontkoppeling van het deler IC.
Links van deze IC's de rode AC uitkoppeling en daarna het LP filter dat de scherpe kanten van het blok signaal afhaald.
Dan de blauwe 25 turn trimmer waarmee je de vervorming minimaal trimt.

Onder de trimmer potmeter zit de diode limiterbrug en die zit aan de eerste opamp van de quad op de pinnen 1 t/m 3.
Rond pinnen 5 t/m 7 de opamp met de filtering en de LDR unit.
Links onder is het tunnetjte, dat is de LDR unit te zien met de rode en de blauwe aansluitingen.
van pen-7 gaat het signaal via de Siemens open film condensator naar de volgende opamp en dat is de eerste van het 24dB/Okt filter.
Het 8-pens IC rechtsonder is de LT1010 buffer, de driemaal 33Ω weerstand zorgt voor de lage uitgangs impedantie rond de 11Ω

Hier zijn de IC gemonteerd op de print.

De onderzijde, de print is nog niet schoongemaakt.

Zo komt de print in het Teko gemonteerd.

Dan hier nog ene keer het schema met daarbij de scoopplaatjes.
Beide zijn klikbaar.

De volgende stappen zullen het solderen en boren van de breakout box zijn en daarna het testen van de print in het Teko kastje.
Ik hou jullie op de hoogte.

Groet,
Bram