PCB - spoorbreedte antenne (coplanar)

Ik zou beginnen met het ingeven van de parameters waar je aan gebonden bent:
diëlektrische constante van je PCB (FR-4?), dikte van je basismateriaal, gewenste impedantie etc. Normaliter rolt er dan een redelijk beperkende set met parameters uit die je moet gebruiken in je ontwerp...

De parameters mbt de PCB

- FR4
- PCB dikte 1.6mm
- Koper 1 OZ (0.035um)
- er: 4.3 (aanname)
- Gewenste impedantie 50(Ohm)
- Freq: 868

http://www.saturnpcb.com/pcb_toolkit/

Leuke toolkit (kende ik niet). Helaas zie ik daarin geen antwoord op mijn vraag (of kijk ik eroverheen?)

Meende te herinneren dat er ook een coplanar sectie inzat...
Er zijn wel wat documenten over, o.a. van Fibocom (850Mhz GSM is tenslotte bijna gelijk)

Ha Buffel,

Even op de HP67 uitgerekend met jou gegevens dan kom ik op een spoorbreedte van 2.9 mm en een gat (afstand tot het koper vlak) van 1.5 mm aan beide kanten uiteraard (links en rechts).

De effectieve permittiviteit dit is de diëlektrische constante van je printplaat is εeff = 3.105 en de impedantie = 50.02Ω
Uiteraard moet de anderenkant van je baan koper zijn.

Groet,
Henk.

Wachteffe. Is het niet veel beter om de trace van je antenne uitgang naar je antenne zo veel mogelijk af te schermen? Dus aan beide kanten een GND en ook aan de andere kant van de PCB een groundplane. Waarom zou je het anders doen? Omdat je niet kan layouten?

Ha rew,

Dat is niet nodig coplanar is een virtuele golfgeleider.

Groet,
Henk.

Dag Henk,

Bedankt daarvoor.

Ik heb ook een berekening gedaan // waarmee ik ook op de 50 Ohm kom maar met de volgende instellingen

* spoorbreedte = 1.4mm
* afstand tot gnd = 0.22mm

Hoe weet ik nu welke de optimale afmetingen zijn van de trace en de afstand tot aan de ground?

Bovenstaande berekeningen heb ik gedaan met volgende site: https://www.changpuak.ch/electronics/Coplanar_Waveguide_Calculator.php

Ha Buffel,

Uiteraard zijn verschillende combinaties tussen breedte en afstand mogelijk om op 50 Ω te komen.
Ik heb de berekening met jou complete gegevens nog een keer gedaan en deze is correct de εeff = 2.739 en de impedantie = 50.1Ω niets mis mee

Maar nu de praktijk hoe dunner de spoorbreedte en het gat (clerens) hoe nauwkeuriger je zal moeten werken (toleranties) maar ook bij het vervaardigen (het productie proces) is de nauwkeurigheid belangrijker.
Verder spelen enkele parasitaire zaken een belangrijkere rol.

Groet,
Henk.

Ha Henk,

Bedankt voor het meedenken. Dat nauwkeurigheid in productieproces gaat meespelen is inderdaad waar.

Bij grotere afmetingen, bijvoorbeeld met jouw berekende spoorbreedte van 2.9mm wordt het best een dik spoor.

Toegevoegd een screendump van "mijn berekening" met 1.4mm spoorbreedte. Als ik die naar 2.9mm omzet moet ik het spoor bij de aansluitingen aan beide kanten nog meer "nekken" dan ik u al doe.

Als ik ervan uit ga dat productie precies genoeg is wat zou dan qua parasitaire effecten de betere optie zijn?

Grt

In de Fibocom datasheet gebruiken ze een 43 mils spoor (~1.1mm) en 8 mils clearing (~0.2mm) voor 50Ω.

Ik heb hier ook eens aan moeten rekenen, en aan het eind van het verhaal bleek dat omdat het spoor tussen mijn chip en antenneconnector zo kort was, het eigenlijk amper nadelig effect had als de impedantie (wat) afweek.

Ik maakte me wat druk destijds omdat de PCBs uit China kwamen, waardoor er weinig tot geen garanties waren over de eigenschappen van het materiaal.

Ha Buffel,

Dat is mooi een ontwerp in de eerste plaats ben ik het helemaal met @Jochem eens zeker omdat je in mij ogen heel laag in frequentie werkt.
Ook @ Arco heeft een punt de formules welke ik gebruik zijn simpel maar gaan wel uit van een bron met een Ohmse impedantie (weerstand).
Je kunt je voorstellen dat jou bron IC helemaal geen Ohmse weerstand is en je de transmissie lijn niet alleen gebruikt om verbinding te maken maar ook als aanpassing.

Kijk de verbindingen zijn kort dan heb je iets meer ruimte maar je moet bij dunne baantjes rekening houden met de Ohmse verliezen.
De aansluitingen welke je laat zien (uiteinde baantje) is aan een kant niet goed op deze manier
Het is de bedoeling dat je zo min als mogelijk discontinuïteit veroorzaakt dus bij de connector in twee of drie stappen van breedte wisselen dat scheelt op jou frequentie 0.3 dB verlies.
Ik zal proberen een tekening te maken met de maten hoe lang is jou baantje ?

Groet,
Henk.

[Bericht gewijzigd door electron920 op donderdag 19 maart 2020 16:12:29 (19%)

Ha Henk, Jochem,

Ik heb deze trace al kort gemaakt om negatieve effecten te vermijden en ben benieuwd naar de + en - effecten. Als het uiteindelijk toch weinig doet is iets beter dan niets.

De lengte van deze trace is 9.43mm (al geprobeerd kort te houden)

Ik ben echt benieuwd hoeveel het scheelt als ik de spoorbreedte geleidelijk aanpas (0.3dB vind ik de moeite waard)

Er is niks mis met het "zo goed mogelijk" willen doen. Lees mijn eerdere opmerking meer in de context van dat ik dat net als jij ook probeerde.

Je padgrootte staat min of meer vast. Eigenlijk wil je de clearance geleidelijk mee veranderen, als je begrijpt wat ik bedoel.

Dat spoor is zo kort dat het niet heel kritisch is, 9.4mm is 1/18 lambda.

Misschien niet heel kritisch. Maar ben wel benieuwd om te begrijpen wanneer het wel loont.

Als de golflengte van de signalen vergelijkbaar worden met de lengte van de sporen. En vergelijkbaar begint bij 1/4 van de golflengte.

Niet zozeer 'begint' bij λ/4; eerder 'eindigt'. Een kwart golflengte heeft de grootst mogelijke invloed op de impedantie, daarna wordt het weer minder.

Voorbeeld: de veel gebruikte 'rubber duck'-antenne, een korte antenne met een spoel erin, zou bijvoorbeeld een aansluitimpedantie van 20 ohm kunnen hebben. Gaan we die via een transmissielijn voeden, dan hangt het van de lengte daarvan af, welke impedantie (R+jX) de bron te zien krijgt. Voorbeeld voor 50 ohm-lijn:

De fabrikanten weten dit natuurlijk ook, en schrijven vaak een aanpasnetwerkje voor ('matching'), in combinatie met een bepaalde lengte van de transmissielijn.
Meestal is het het handigst dat ook ongeveer aan te houden, maar natuurlijk kun je zelf voor andere lengten een ander netwerk berekenen. Een simulatieprogramma is daarbij vaak fijn, omdat je dan meteen ziet wat er gebeurt.

Ha Buffel,

Ik heb een vraag in jou openingspost heb je het over een coplanar maar op jou tekening zie ik vias naast de printbaan is dat zo ?

Een misverstand.... als je de boven en onderzijde (ground plane) met elkaar verbind dan praten we over een microstrip want dan is het niet zo dat het signaal en retour pad planar in het zelfde vlak liggen.
Dat is overigens beter omdat een coplanar bijna niet te verwezenlijken is met een h = 1.6 mm.
Verder heb ik een simulatie in Comsol gemaakt en zoals ik al aangaf is jou frequentie relatief laag 868 MHz dit wil niet zeggen dat de opstelling niet goed is alleen is een gecontroleerde impedantie niet echt nodig maar kwaad kan het nooit

Ik zal een aantal punten voor je op een rij zetten maar in antwoord op de reactie van @PE9SMS en @rew kan ik al vast aangeven dat je met de verkortingsfactor rekening moet houden Vp = c/√(μ*εr).
Er is een kritische lengte waar een verbindingsbaan overgaat in een microstrip deze is voor Fr4 1.08 cm @1000 MHz.

Groet,
Henk.

Bedankt ... ben heel benieuwd.

Mijn begrip van coplanar is een signaal spoor met ground aan beide zijden. Dat kan ook met vias naar onderliggende gnd kan worden verbonden (google search bevestigt dit).

Ha Buffel,

Dat zie je goed er zijn dan ook twee type... een coplanar waveguide CPW en een grounded coplanar waveguide GCPW.
Er zit een duidelijk verschil in berekening en afmetingen beide zijn planar strip line techniek.
En dat was dan ook de originele naam in 1967 bij RCA de uitvinder is Dr Wen
Later is het concept naar hem genoemd Dr. Cheng P. Wen (CPW) CoPlanar Waveguide
Ik ga morgen even verder voor je maar was vandaag niet helemaal up en running

Groet,
Henk.