12 Bit ADC waarde omzetten naar LOG bereik

Hi hardbass,

Dank voor de code, de log conversie werkt op mijn schakeling.
Ik zal echter nog de bereik limiting er op toe moeten passen, nu loopt hij van 0Hz tot max van de AD9833 chip.

Ik zal morgen wat laten zien, welke bereiken ik allemaal wil hebben.
Voorlopig denk is dus aan dit, max 2400 pulsen welke moet worden omgezet naar 10Hz tot 50khz als log.
800Hz tot 3MHz met 2400 pulsen omgezet als log.
Beide log bereiken mogen niet beneden de counterstand "0" of boven "2400" komen.

Voor de lineaire bereiken, daar denk ik nog over na als ik nog wat testen heb gedaan met wat nu werkt.

Groet,
Bram

Ik weet natuurlijk niet of QuadEncoder een write functie heeft.
Met de defines kan je wat spelen om het te krijgen zoals je het wilt hebben.
Dan wordt het zo iets:

#include "QuadEncoder.h"
#include <AD9833.h>   

#define FNC_PIN 8                             // Can be any digital IO pin


#define UPPERFREQLIMIT	50000
#define LOWERFREQLIMIT	10
#define STEPS			2400


// Change these pin numbers to the pins connected to your encoder.
// Allowable encoder pins:
// 0, 1, 2, 3, 4, 5, 7, 30, 31 and 33
// Encoder on channel 1 of 4 available
// Phase A (pin0), PhaseB(pin1), 
QuadEncoder knobLeft(1, 0, 1);
AD9833 gen(FNC_PIN);                          // Defaults to 25MHz internal reference frequency



long positionLeft  = -999;
float a = (log(UPPERFREQLIMIT) - log(LOWERFREQLIMIT)) / STEPS;
float b = log(LOWERFREQLIMIT);

void setup() 
{
	gen.Begin();                                // Deze regel had ik in de void loop geplaatst, de muts die ik ben :-)
											  // Dat veroorzaakte het hick-up gedrag aan de uitgang van de AD9833.
	knobLeft.setInitConfig();
	knobLeft.init();
}

float EncToFreq(float x)
{
	return exp( a * x + b );
}

void loop() 
{
	long newLeft;
	newLeft = knobLeft.read();
	if(newLeft < 0)
	{
		newLeft = 0;
		knobLeft.write(0);
	}
	
	if(newLeft > STEPS)
	{
		newLeft = STEPS;
		knobLeft.write(STEPS);
	}
	
	if (newLeft != positionLeft) 
	{
		positionLeft = newLeft;
		gen.ApplySignal(SINE_WAVE,REG0, EncToFreq(newLeft));
		gen.EnableOutput(true);
	}
}

Er lijkt iets mis te zijn: ik zie geen plaatjes.
Ook een directe link kopieëren in FireFox geeft geen resultaat, het lijkt alsof https://www.bramcam.nl zich heeft bekeerd tot het Hesychasme ...

Andere PC, ander operating systeem (Windoze), andere browser (Chrome): zelfde resultaat.
Bram, je bent toch niet net overgegaan van het XS4All netwerk naar het KPN netwerk?

Hi fatbeard,

Er is een blokstoring bij Ziggo, ik draai voor mijn Internet nu op mijn backup verbinding bij XS.
Maar ik vind het een beetje te veel om de DNS nu te gaan omzetten, als het morgen nog niet is opgelost dan kijk ik er wel even naar.

Dank voor het melden Leo.

Groet,
Bram

Hi Hardbass,

Geweldig!

Ik wou dat ik dit vroeger al had...
Dan bedoel ik de mogelijkheid zo mooi over een gewenste frequentie band te kunnen draaien.

Nu krijg ik al meer inspiratie voor de keuze voor de frequentie banden.
Wat hieronder staat heb ik als laatste even ingevoerd een log range tussen 1Hz en 3Mhz in 10.000 stapjes, prachtig gewoon voor het controleren van het frequentie bereik!

#define UPPERFREQLIMIT  3000000
#define LOWERFREQLIMIT  1
#define STEPS     10000

Mooi, nu eerst wat anders en dan weer verder met dit stukje code en dan nadenken over de frequentie bereiken.

Het tweede register in de AD9830 ga ik trouwens vastzetten op 1KHz, zodat ik heel snel bij mijn referentie frequentie ben.
Met een puls drukknop schakel ik dan om, maar dat moet ik nog verder goed uitwerken, zoals blokkering van de encoder als de referentie frequentie gekozen is.

Dank en groet,
Bram

Hi,

Ik heb dit weekeinde nog flink gespeeld met de code die hardbass liet zien die het frequentie bereik logaritmisch maakt.
Ik heb wat aannames los gelaten betreffende ondermeer het aantal pulsen voor de frequentie bereiken.
Deze zijn nu voor de eerste twee bereiken 10.000 pulsen, dat lijkt veel, maar als je aan deze encoder draaid met zijn kogellagers en grote knop is het een genot.

Het grootste bereik van 9.9Hz tot 3,1Mhz is zelfs met 15.000 pulsen uitgevoerd.

Ik heb afgezien van lineaire bereiken voor de frequentie instelling, dat kan ik doen met een van mijn andere generatoren.
Door de hoeveelheid stapjes die ik nu gekozen heb zijn de sprongen/stapjes klein genoeg voor een mooi analoog gevoel.
Bereiken die starten vanaf 1Hz heb ik weg gelaten, daar ik dat eigenlijk maar heel weinig gebruik en dat komt dan ook weer ten goede aan de resolutie in de lage frequenties.

Ik start net onder de 10Hz zodat ik die waarde wel goed kan instellen en bij Range-2 start ik bij 9,9kHz omdat ik 10khz dan ook netjes kan instellen,
Ik heb de "Datasheet" van de generator hieronder geplakt, zodat jullie kunnen zien hoever ik ben met het ontwerp van deze genrator.
Voel je geheel vrij hier opmerkingen over te maken.

AD9833 functie generator, 21-11-2020				[b]Noise-Amp[/b]

[b]Generator Specificaties[/b]

Het doel van deze generator is het makkelijk kunnen bepalen van de frequentie karakteristiek van het op de generator aan gesloten apparaat.
Dit kan met bijna iedere moderne functie generator, het voortdurend op knoppen van deze generatoren drukken/draaien om de frequentie aan te passen,
lijd af van de metingen die je aan het doen bent.
Deze generator is dus vooral bedoeld voor het meten van frequentie karakteristieken.

Voor het makkelijk instellen van de frequentie is deze generator uitgerust met een goede Rotary Encoder.
Deze Rotary Encoder is een optisch model met 600 pulsen per omwenteling en heeft kogellagers.
De knop die hierop gemonteerd is, is een groot en relatief zwaar model van 45mm zodat het instellen van de frequentie erg prettig is.

Deze generator is niet geschikt voor het doen van diepe THD metingen, dit komt omdat de gebruikte DDS chip een 10 bit DA converter heeft.
De THD uit de AD9833 DDS chip is max. 0,15%.

[b]Frequentie vlakheid[/b]
Dit is één van de belangrijke eigenschappen van deze generator.
De vlakheid van de frequentie karakteristiek is +- 0,1dB tot 3MHz en dit is bereikt door breedband versterkers te gebruiken en doordat een actieve frequentie correctie in deze versterkers is toegepast.

Deze generator zou tot 6MHz kunnen worden gebruikt, omdat het Low Pass filter berekend is op 6,3MHz.
De actieve correctie is echter afgestemd voor maximale vlakheid tot 3MHz.
Bij 6MHz is de uitgangamplitude tot -1,6dB gedaald, maar nog wel bruikbaar.

[b]Driehoek[/b]
De DDS chip kan ook een driehoek golfvorm genereren, door de eigenschappen van de AD9833 ziet deze golfvorm er maar tot 300kHz goed uit,
dus de maximale frequentie voor driehoek wordt tot 300kHz beperkt.

[b]Blokgolf[/b]
De blokgolf mogelijkheid van de DDS chip, de AD9833 is niet van hoge kwaliteit er is veel jitter aanwezig.
Er is een sinus/blok omvormer met een 74HC14 in deze generator gebruikt,  die zowel de sync. uitgang aanstuurt en
de sinus uit de eerste versterkertrap na het low pass filter omzet naar een jitter vrij blok signaal.

Het bloksignaal uit de 74HC14 wordt van een low pass filter voorzien, zodat de uitgangsversterker geen onzinnig steile flanken krijgt toegevoerd 
en hierdoor zullen er maar weinig de aberraties op de blokflanken te zien zijn.
De bandbreedte voor het bloksignaal probeer ik tot 1MHz netjes te maken.
Dit steld hoge eisen aan de uitgangs versterker en pas na wat testen weet ik wat mogelijk is.

-------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------------

Bedien eenheden
Power toets					On / Off het LCD display geeft aan of het instrument aan staat

Frequentie Rotary Encoder			Stelt de frequentie in

[b]Frequentie ranges	[/b]
In het LCD display wordt de rang en register setting aangegeven welke is gekozen, range-1 van Register-0 is default.

RANGE		*** Register-0 setting ***			
1 = 	Preset Frequentie =    1kHz		  9.9Hz  -   101kHz	Log	10.000		pulsen
2 = 	Preset Frequentie =   10kHz		 9.9kHz  -   3.1MHz	Log	10.000		pulsen
3 =	Preset Frequentie =    1kHz		  9.9Hz  -   3.1MHz 	Log	15.000		pulsen

Toggle button
4 =		*** Register-1 setting ***		    1kHz		Fixt	Block Rotary Encoder counter

[b]Output Enable[/b]
Toggle button	Schakelt de uitgang van de versterker los, de uitgang wordt dan door een relais contact via een 50 Ohm weerstand met massa 
van de uitgangs BNC verbonden.
Ook als de 230V wordt afgeschakeld treed deze toestand op.

[b]Output level instellingen[/b]
Het uitgangsniveau wordt in 10dB stappen geschakeld d.m.v. relais weerstand verzwakkers in 50 Ohm techniek.
De relais verzwakkers bevinden zich voor en na de uitgangs versterker.
Dit is gedaan om de dynamiek te verhogen bij kleine uitgangs signalen en bescherming van de eindversterker.

Er komt ook een fijnregeling voor het uitgang signaal d.m.v. een potmeter.
De 10dB stapjes gaat via twee pulsdrukkers met daar aan een up/down counter in de software.
In het L.C.D. display wordt de waarde van de verzwakker aangegeven in dBV.

De fijnregel potmeter krijgt een bereik die wat groter is dan 10dB om een redelijke overlapping te krijgen van de relais stappen.
Het uitgangspunt voor deze fijnregeling is rond de 5x gain variatie, wat 14dB regelbereik geeft.

[b]Uitgangen[/b]
Deze generator heeft twee BNC uitgangen, de hoofduitgang heeft een impedantie van 50 Ohm en een uitgangsniveau van 10,1V RMS open uitgang,
of 5,05V RMS bij een afgesloten uitgang.

De verzwakker gaat in 10dB stappen van +20dBV tot -60dBV wat niet afgesloten uitkomt op 10V RMS
en als minimum 1mV bij een open uitgang. 

[b]1e uitgang[/b]
Dit is de hoofd uitgang en bestaat uit een BNC connector met een impedantie van 50-Ohm.

[b]2e uitgang[/b]
Dit is de Sync. uitgang, het uitgangs niveau is ongeveer 400mVtt, boven de 5kHz is het signaal blokvormig.
De uitgangs impedantie is kleiner dan 50-Ohm en is zwevend via een puls transformator aan een zwevende BNC connector verbonden.

.
Hieronder de electronica voor de sync uitgang en de Sinus/Blok omzetter.
De sync uitgang is echt nodig als je aan filters meet, je wilt niet dat het triggerpunt steeds verschuif,
of dat je het triggerpunt kwijt raakt omdat b.v. je amplitude te veel gezakt is om te kunnen triggeren op je scoop.

Ik heb een redelijk standaard pulstrafo'tje gebruikt van Murata dat ook niet kostbaar is en bij Farnell te koop.
Het is een 2:1 model met aa nde primaire kant een inductie van 2mH.
Deze inductie waarde is natuurlijk te laag voor een mooie blok uit de trago beneden de 5kHz, maardat is geen probleem,
bij de lage frequenties komt er gewoon een net pulssignaal uit, waar je scoop goed op kan triggeren.

De voeding van de 74HC is zo opgebouwd dat dit IC een symetrisch blok signaal levert aan de uitgangs versterker.
Aan de ingang van de sinus blok omvormer zit een trimpotmeter om de blok mooi symetrisch te maken.
Het electrische midden is bij Schmitt trigger ingangen niet altijd het optimale punt voor symetrie.

Ik zie uit naar jullie opmerkingen.

Groet,
Bram

Hi,

Vandaag kwam dit binnen...
Samples van Analog Devices, dit is de EP versie van de AD9833 chip, EP staat voor "Enhanced Performance"
Dus geselecteerde chip, zoals bijna alle fabrikanten dat doen met versie en schrap nummers.

.
De verdere verpakking, met een stukje plakband vastgezet, of dit nu een goed idee is?

.
Dit is de versie die op de print zit uit China en de markering komt overeen met de twee andere sampels die ik ook binen heb gekregen maar nog niet getest.
De kapton tape is voor bescherming van de andere onderdelen, dit omdat ik het IC heb verwijderd met de hete lucht bout.

.
Verwijderd IC en met wat vers soldeerting de pads bewerkt en toen met desoldeerlitze de pads weer schoon gemaakt.

.
Andere printpennen er aan en deze ook aan de andere zijde vande print gemonteerd en daarna met wat IPA en tandenborstel schoongemaakt.
Ziet er zo simpel uit, was wel bij elkaar 1 uur werkt #$^$%$#$%^$
Ik wordt oud... extra bril voor mijn leesbril, maar het grootste probleem was dat het soldeer niet goed vloeide, dit ondanks de extra flux.
Was misschien te voorzichtig met het heet stoken, maar ik vermoed ook dat het soldeer dat ik gebruik zelf te weinig flux heeft, ondanks dat het van een goed merk is.
Ik heb wel de printpennen die er in zaten er uit moeten halen om aan die kant de solderingen goed te kunnen inspecteren, want bij de eerste keer testen werkte het printje niet.

.
Leverde al die moeite en inzet nu iets op?
Kijk hier maar na, dit is een meting van het China model, deze meting is zit in het midden wat vervorming betreft van de drie printjes uit China.

.
En wat vinden jullie van deze versie! hier breedbandig gemeten, maar als je naar de normale instelling kijkt van mijn Analyzer, dus 20Hz tot 22Khz bandbreedte dan is de vervorming 0,052%

.
Ik heb ook nog wat metingen gedaan in de driehoek en de blok weergave, maar mijn opmerkingen over deze golfvormen kloppen ook bij deze versie van het IC nog steeds, daar is geen meetbare verandering.
Het is duidelijk dat deze versie (EP) een meer lineaire DAC heeft en daardoor een lagere harmonische vervorming.
De vervorming over het hele audio gebied blijft gelijk, komt niet boven de 0,06% uit tot 100kHz die ik met de Audio Precision kan meten.
Voor hogere frequenties moet ik de AD9833 aan de Spectrum Analyzer hangen, dat komt later wel.

Die lagere vervorming is voor mij eigenlijk niet zo van belang maar wel mooi megenomen, maar het is wel opvallent en mijn vermoedens waren ook sterk i.v.m. de prijs van de China printjes.
Uhm, het rennen naar de "winkel" voor de EP uitvoering van dit IC zullen weinigen gaan doen, ik zag ze bij een of andere IC boer voor 28$/stuk ex BTW.
Als je een bedrijf hebt, kan je altijd twee samples bestellen voor eigen gebruik en dan een tijd gaan frutten om de sample op het printje te krijgen.

Voor mij is dit een geslaagde actie, weet hoe het nu zo'n beetje in elkaar zit met dit IC, en de China printjes,
wil je lage vervorming kan je ook BRMZ via een goede IC boer en de mooiste er uit selecteren of een EP versie kopen, AU! *grin*

Gegroet,
Bram

Wat maakt de vervorming van de chip uit bij het meten aan een filter? Het gaat op dat moment toch om de dominante frequentie en toch niet zo zeer om de harmonischen eronder?

Hi benleentje,

De vervorming maakt dan meestal niet zo veel uit, behalve bij wat uitzonderingen.
Ik laat hier alleen zien waarom ik denk dat die printjes uit China zo goedkoop zijn.
Geen van de drie haalde de specificaties, of net op het randje bij 25C.

Maar ik gaf ook al aan dat het voor mij niet zo heel veel uitmaakt maar het wel prettig vind dat ik een nu een "schoon" IC heb.

Groet,
Bram

Leuk om te lezen dat de code werkt. Ik was al even e.e.a. aan het proberen om via de PC de frequentie aan te passen en met de scope de amplitude te meten om zo een bode plot te tekenen. Dit werkt in principe wel, maar gaf alleen nog niet echt het resultaat wat ik wilde dus dat heeft nog wat finetuning nodig.

Wat ik me af vroeg, mag je die uitgangen van de digitale chips wel zo aansluiten? Als de ene net iets trager is dan de andere dan zijn ze toch heel eventjes kort gesloten? Ik weet niet hoe ze er vanbinnen uit zien, misschien is het helemaal geen probleem.

Wat betreft het instellen van de uitgangsspanning, is er niet iets mogelijk met de DAC van de processor? In dat geval kan je alles regelen vanuit de controller. Dit is natuurlijk net waar je wensen liggen. Zelf zou ik hier wel de voorkeur aan geven. Dan kan je namelijk alle aspecten later ook via de PC besturen.

Trouwens, de datasheet geeft nog wat leuke tips voor het 2e register. Je kan er makkelijk mee moduleren. PSK, FSK zijn mogelijk door te schakelen tussen de 2 registers met andere fase of frequentie. Of dit nuttig is weet ik niet, maar het kan i.i.g. wel. Zelf zie ik de toepassing als een extra generator om aan wat audio toepassingen te meten.

[Bericht gewijzigd door hardbass op maandag 23 november 2020 22:52:08 (16%)

Ik laat hier alleen zien waarom ik denk dat die printjes uit China zo goedkoop zijn.

JA dat is ook waar. ik denk dat er voornamelijk 2 redenen zijn dat ze goedkoop zijn.
1 zo groot mogelijke aantallen afnemen
2 De budget versie afnemen

Maar dan zou je toch wel IC verwachten die net binnen spec's zijn. OF dat AD ook buiten spec's nog een versie verkoopt.

Hi hardbases,

Deze DDS chip heeft digitaal geen mogelijkheid tot het regelen van het uitgangs niveau.

Hou er rekening mee dat het vrij lastig is dit ook goed te doen als jeheirvoro een extern IC zou nemen.
Ik heb vanavond daar ook weer even naar gekeken, maar ik wordt daar niet echt nst van...

Das het worden Relais verzwakkers en een potmeter die de gain ongeveer 5x kan varieren, dat is iets meer dan de kleinste relais stap van 10dB.
Dit levert behalve een DDS met ingebouwde amplitude regeling zondermeer het beste dynamiek plaatje op.
Al mijn functie generatoren regeln de grootste stappen met met relais, en de kleinere stappen gaa ndan electronisch.
Asl je meet aan de kwaliteit van deze functie generatoren kan je aardige verschillen zien in performance bij verschillende uitgangs amplitude!

Met relais is het wat dynamiek betreft asl je het goed aanpakt het mooist, kijk maar naar de Prof HF generatoren, daar zitten hele mooie
stappen verzwakker is, welke ik hier ook heb liggen in verschillende uitvoeringen.

Zelf iets bouwen, de opset van de relais verzwakker van mijn stroomtrafo meetinstrument is een aardig leidraad.

benleentje
Het kan best zijn dat een fabrikant IC bij Analog afneemd deze selecteerd op b.v. vervorming en de gene die niet voldoen aan hun eisen in China aan de man brengt.
Hoe het echt in elkaarsteekt zal ik wel nooit achter komen, maar een ondernemer zal vooral zoeken naar mogelijkheden om zoveel mogelijk winst te draaien, ze heten niet allemaal Bram.

Groet,
Bram

Op 23 november 2020 22:45:16 schreef hardbass:
Als de ene net iets trager is dan de andere dan zijn ze toch heel eventjes kort gesloten?

Enerzijds, dat looptijdverschil zal erg klein zijn: de variaties tussen "exemplaren" komen omdat 1 bij de rand van een wafer heeft gezeten en een andere in het midden. Zelfde-chip->zelfde process variaties.

Anderzijds, iedere chip kan ook gewoon een capacitieve belasting aansturen. Als er een spoortje aanhangt van een paar cm gedraagt zich dat als een condensatortje. Hang er vier inputs van andere chips aan en de belasting is nog hoger. Op het moment van schakelen gedraagt zich dat ook gewoon als kortsluiting.

Bij outputs is het in de praktijk zelden anders dan dat ze niet te warm gestookt mogen worden. Dus als het niet te warm wordt gaat het goed.

Voorbeeltje: AVR: uitgangsweerstand van een pin is ongeveer 30 Ohm. Hij mag 20mA hebben, dus kan I²R = 12mW aan. Ga je nu een 100nF condensator lopen opladen, dan kost dat .5*C*U² = .5 * 10^-7*25 = 1.25 µJ Doe je dat 10000 maal per seconde is dat 12mW. Dat zal wel goed gaan. Maar veel meer moet je gaan uitkijken. (Bij "normale" belastingen, van een paar poortjes en een paar cm PCB spoor, wordt de frequentie snel meer dan de AVR aankan, dus niemand die zich daar zorgen over maakt).

Hi,

Een goede opmerking hardbass!
In verhouding een simpel schakeling en dat toch vragen er over die echt uitleg verlangen en ik dacht dat dit niet nodig zou zijn...

Wat rew heeft uitgelegt daar kan ik niets aan toevoegen, maar dit geld grotendeel voor de wat hogere frequenties.

Maar... in mijn schakeling moet ik rekening houden met minimaal 0,1Hz bij ondermeer het testen of dat iemand anders deze schakeling zou nabouwen.
Dit is een bijgewerkt schema rond de TI Hex Inverter: 74AC14 met hergeschikte componenten nummers.

De ingang van de schakeling wordt door de potmeter op het midden van het hysteresis punt gelegt.
In hoeverre dit nodig is en men gewoon twee gelijke weerstanden kan nemen hangt van het signaal niveau af,
ik het de afregeling gedaan tussen 1,4V en 1,5V_tt dat is net iets meer dan de hysteresis waarde.

Het punt waar het ingangs signaal vandaan komt kan iets meer dan 4V_tt en zoals ik het nu berekend heb zal het rond de 3,6V_tt.
Maar ik hoe graag wat marge en voor de zekerheid heb ik R1 opgenomen om de ingangsstroom te beperken van de eerste inverter als de spanning te hoog zou worden.
Dit kan ondermeer gebeuren bij Power On en Power Off, de versterkertrap die deze schakeling aanstuurd wordt uit +-15 tot 18V gevoed en de 74AC14 wordt gevoed uit een +-2,5V spanning.

C1 en R2 genven een kantelpunt van minder dan 1Hz bij mijn toepassing, R2 kan ook nog wat groter worden gemaakt zodat C1 niet te grootwordt als je 0,1Hz
ook als blok frequentie wilt hebben.

Ik heb wat plaatjes gemaakt en de wil ik eerst laten zien, en dan ga ik het nog even hebben over het wel of niet parallel zetten van inverters.
De gele trace is het aangeboden Sinus signaal bij een goed afgeregelde schakeling, de scoop geeft 1,68V aan en de generator staat op 1,5V_tt ingesteld.
Is mijn scoop dat stuk? Nop! dit is een plaatje met middeling en er is altijd veel mer signaal aanwezig dat je hier niet ziet, ruis dus.
Ik herhaal het nog maar eeens een keer, ken je meetinstrument en denk na hoe je de probes en/of kabel aan je te meten object knoopt.
Hier wordt gekeken naar twee 1kHz signalen met een scoop doe ruimt 400MHZ bandbreedte heeft.
Zonder middeling zien beide traces eer een stuk dikker uit, is deze week ook nog voorbij gekomen in een topic.
De oranje kaders in dit plaatje geven de punten aan wanner de uitgang van de eerste inverter omklapt bij 5V voeding van het inverter IC.
Door de scoop meting anagegeven als 3,12V en door mij DC gemeten als 3,14V
De andere kant op is dit op de scoop 1,7V en weer door mij DC gemeten als 1,75V.
Optimaal afgeregeld moet voor mijn IC de eerste inverter aan de ingang een DC waarde hebben van 2,43V, dat is dus iets minder dan de helft van de voedingspanning.

.
Dit is een stukje uit de datasheet van TI, de metingen met de kaders is niet bij 5V maar bij 5,5V.
De eerste twee waarden komen goed overeen met mijn gemeten waarde, kijk je naar de onderste waarde, dan staat daar 1,4V en ik heb 1,39V gemeten voor de Hysteresis spanning, klopt dus ook.

.
Hier laat ik zien door de twee oranje kaders, wanneer het DC punt niet optimaal is ingeteld, de triigering van de scoop staat in het midden en als je de instelpotmeter verdraaid,
dan schuiven de flanken in de oranje kaders van links naar rechts of anders om net welke kant je de trimpot opdraaid.

.
Hier heb ik de tijd cursors gebruik met een delta meting, alle drie de cursors staan op een flank ingesteld, nummer drie staat op de trigger flank.
In het oranje kader zie je nu het percentage van het negatieve deel van de periode, hier dus 55,2%, de Duty Cycle is hier dus 49,8% en goed afgeregeld zou dit 50% moeten zijn.
Hoe dichter je bij de Hysteresis spanning komt(~1,4V_tt) met je _tt signaal, hoe groter de symetry fout wordt en ook hoe ongevoeliger de schakeling wordt.
Maar weet je nu b.v. zeker dat je altijd 4V_tt aanbied, dan kan de instelpot vervallen en vervangen worden door zeg 2x een 330K weerstanden.

.
Wel of niet parallel schakelen van inverter uitgangen
Dan komen we nu aan bij het wel of niet parallel schakelen van de uitgangen.
Dat zou ik als ik meer stroom nodig zou hebben aan de uitgang van de eerste inverter nooit doen.
Ga weer even uit van 1Hz of minder en we zetten b.v. twee inverters parallel, het hysteresispunt van bijde ingangen liggen nooit op het zelfde punt, ook al is het op de zelfde ICtje gebakken.
Er is altijd spreiding aanwzig, bij die lage frequenties kunnen dan die twee inverters elkaar gaan tegenwerken voor een lagere tijd, dat lever meer verbruik op en misschien defecten.

De uitgangen van de gebruikte inverters hebbne flanken van typical 6-nSec, dus bij de hogere frequenties en redelijke Duty Cycles is het heel even parallel staan geen enkel punt.
Dit wordt ook vaak toegepast als er wat meer stroom nodig is.
Heb je een 50Ω uitgang nodig dan zien je regelmatig 3-stuks met 150Ω werstanden of 4-stuks met 200Ω weerstanden aan de uitgang.
Dit afhankelijk van het IC type en de energie die je nodig hebt.

Terug naar mijn schakeling, aan de uitgang van de eerste inverter staat een perfecte blokgolf al dan niet getrimd op kleine signalen aan de ingang.
Maar de uitgang vande eerste inverter is altijd 1 of 0, schakeld met 6-nSec flanken, hoe langzaam de ingang ook veranderd.

De twee inverters die de puls trafo aansturen staan in die configuratie omdat de eerste opzet met veel lagere weerstand waarden was uitgevoerd.
Dit om de trafo zo laag mogelijk in impedantie te kunnen aansturen,
dit verlaagt namelijk de frequentie waarbij verzadiging optraad doorde eigenlijk te lage prmaire indusctie van de gebruikte puls trafo.
Dit heb ik echte los gelaten om twee redenen, ten eerste heb ik helemaaal geen mooie blokgolf nodig om mijn schoop te laten triggeren en ook het niveau
hoeeft niet echt hoog te zijn, als de trafo uitgang via een normale BNC kabel met de scoop wordt verbonden dan is er nu ongveer 400mV_tt signaal aanwezig, daar kan eigenlijk iedere trigger ingang wel mee werken.

Zoals de trafo aanstuur schakeling is opgebouwd gaf het mooiste signaal, de twee buffers zien grotendeels een weerstand belasting en injecteren hierdoor bij lagere frequentie ook geen rommel in de voedings pinen van het IC.
Want twee andere inverters van het zelfde IC worden gebruikt voor het maken van een mooi blokgolf.
Daar staan nue twee inverters parallel maar grote kans dat ook deze voor de mooiste blokgolf ieder een eigen uitgangs weerstand krijgen.
R5 en C4 diend er dus voor om de hele stijfe flanken vriendelijker te maken voor de uitgangs versterker.
Geen abberaties gaat bij mij voor de meest stijle flanken, daar heb ik andere generatoren voor, en valt daardoor buiten het nut voor deze generator.
R7 is een deel van de niveau aanpassing van de uitgangs versterker.

Er is nog één inverter over, ik wil het geheel zo veel mogelijk in fase hebben dus als de versterker trapjes beide klaar zijn,
dan kan ik door de extra inverter de fase van de blok auitgang of vande trafo uitgang hiermee aanpassen.
Is dit niet nodig, dan knoop ik van de over gebleven inverter de ingang aan massa.

Als er nu nog vragen zijn, SHOOT!

Groet,
Bram

Hi,

Ik wou twee dingen weten wat betreft de HEX inverter schakeling en daar heb ik vandaag wat tijd aan besteed,
Ook wil ik wat laten zien betreft metingen aan de HEX inverter, ik wil daar namelijk een nette blok mee maken zodat die goed genoeg is.
Dat houd in dat ik zo min mogelijke abberaties/overshoot wil hebben.

Ik heb twee inverters achter elkaar gezet en de uitgang van de tweede inverter een 56Ω serie weerstand gegeven met een 330Ω weerstand naar massa.
Daarmee kom ik ongeveer uit op 50Ω uitgangs impedantie en gemiddeld bij de 10kHz klok frequentie kom ik dan uit op 7mA stroomverbruik.
Dit heeft twee redenen, ik wil ongeveer de zelfde stroom trekken al dat de puls trafo er aan hangt en een beetje de belasting simuleren als hij rechtstreek een 50Ω
impedantie zou moeten aansturen.

Zo ziet de testprint er uit.
De condensator is de AC inkoppeling en ik heb twee 470k weerstanden gebruikt om de ingang van de eerste inverter op de halve voedingspanning te brengen.
Rechts een probe adapter met aan de linker kant een 330Ω naar massa en 56Ω naar de uitgang van de 2e inverter.
Alle andere ongebruikte ingangen heb ik naar massa gesoldeerd met een kort draadje.

.
Ook bij deze metingen werd ik geplaagt door commonmode fouten!##$%34534
Ik heb al een extra generator en nog een scheidings trafo over een een zwevende generator te hebben hier in het LAB, maar ben daar nog niet aan toe gekomen.
De generator is een Siglent SDG 1032X die vooral voor zijn mooie blokweergave is aangeschaft.

Ook heb ik een "zwevende" voeding moeten gebruiken, dat was deze keer een oudje, de Harrison 6823A.
De eerste testen waren met de DELTA ES 030-5 geschakelde voeding, nop voor deze meting geen goede keuze.

Wat ik hier aangeef zijn allemaal kleine of grotere stappen die je signaal kwaliteit beinvloeden.
Ik wil kunnen zien hoe de flanken uit de tweede inverter komen en niet daarop gesuperponeerd allerlij abberaties van commonmode signalen.
Kijk je naar het bovenstaande plaatje, dan moet je er zelfs voor zorgen dat de probe en de adapter waar hij ingestoken wordt schoon is!

Door het type hex inverter die ik heb gekozen uit de 74AC serie, komen er hele snelle flanken uit dit IC.
Voor de gene die beginnen te stijgeren, Bram ik zie geen IC ontkoppeling! die is er echter wel, verborgen onder de achterste 470K weerstand, een mooie 470nF Cer. met hele korte draadjes aangesloten.

Hier volgen een aantal scoop foto's die laat zien hoe je er voor kan zorgen dat je de flank van je blokgolf goed laat zien en/og kan beoordelen.
Nogmaals, de meetfrequentie bij onderstaande scoop foto's is 10kHz.

Deze foto laat twee dingen goed zien, als eerste de aanwezige ruis en ten tweede de asymmetry doordat ik twee 470K weerstaden heb genomen en niet zoals in het vorige schema het deel met de trimpot.
Dus de trimpot is echt nodig, de 470K weerstaden geven een te grote symmetry fout en dat wil ik niet.
De uitgang wordt niet als 5V_tt aangegeven, dat komt voor een deel door de uitgangs verzwakker.
Maar let eens op de ruisband, ik het een sterk signaal van ruim 4V en nog zo'n dikke ruisbalk, nop, dit is geen rotte scoop, maar zoals ik gisteren al aangaf ruim 400MHz bandbreedte.

.
Vergeet even tueel de aanwezige asymetry va nde golfvorm, daar gaat het nu niet meer om, hier is zichtbaar dat ik nu het 20MHz filter heb aangezet en de ruisbalk is al flink afgenomen.
In de ruisbalk net na de flanken wordt nu wat detail zichtbaar.

.
Dit is het 20MHz filter van het kanaal aan, en ik heb hier ook het middelen aangezet welke boven in wordt aangegeven als Avg.#4 en de melding Res. 10Bit.
Nu is het een aardig scherpe lijn geworden en er is wat abberatie zichtbaar.

.
Nu weer een meting met het raam helemaal open! geen filter en geen middeling met de tijdbasis ingesteld op 10nSec, en er is aardig wat ruis zichtbaar.
Live op de scoop zie ik dus weer die brede ruisband, maar bij een screenshot zie ik maar één meting, als je in je hoofd meerde metingen bij elkaar opteld zou je weer die brede ruisband zien.
Denk daar aan als je dit soort metingen doet, bij een hoge refresh rate op je scoop maaken je ogen van die ruis die je hier ziet een brede band met wat wazige randen.

.
De scoop staat nu nog steeds op 10nSec tijdbasis ingesteld en het 20MHz filter staat nu aan, de meeste ruis bij deze meting is nu verdwenen.

.
Dit is nu met het 20MHz filter en op het plaatje is te zien dat Average hier op 4x staat, bijna alle ruis is hier verdwenen, en er vlak voor de flank naar beneden gaat wat abberatie te zien.

.
Mooi nu gaan we weer een stap verder om te zien hoe mooi de blok is uit de hex inverter en natuurlijk gekoppeld op de manier van mijn testomgeving opbouw.
Het 20MHZ filter is nu uit en het middelen is op 16x gezet, er is nu geen ruis meer te zien en de abberatie's zijn goedzichtbaar.

.
Hier heb ik de Quick View functie gebruikt op de scoop, de hier vermelde flank stijheid van 2,71ns is natuurlijk een mix van de probe en vele andere eigenschappen van deze test schakeling
en niet als laatste van het IC zelf, bij TI heb ik geen flank stijlheden kunnen vinden voor de 74AC serie logic, wel de propagatie tijden welke voor dit IC typical 6ns zijn.

.
Wat hier zichtbaar is aan abberaties heeft meerdere redenen, dat is ondermeer mijn uitgangs verzwakker in de test setup, scoop probe, bonding wires IC, inductie van de ontkoppeling
en stromen door het koper van het printje, scoop afwijkingen enz, enz.
Vooral de rimpel aan de onderzijde(onder de tekst tf:2.71ns) is gevoeling voor een te hoge contact weerstand van het probe meetpunt.

Hier is een scoopfoto als ik dubbel trigger, nu kan ik de twee fanken teglijk laten zien, maar dan moet ik wel eerst de scoop op "Stop" zetten,
anders zie ik met de screenshot software maar alleen één flank.
Er is goed zichtbaar dat als ik dhet filter dat in het eerdere schema staat, rond 20MHz configureer ik het tweede versterker trapje een schone blok kan aanbieden.

.
Nu komt er een 1MHz blok uit de inverters, met op de scoop het 20MHz filter aan, en dat ziet er heel respectabel uit, en dat is een mooi signaal om mijn uitgangstrap aan te sturen.
Ik dacht eerst aan een paar AD 811 IC's, maar na wat rekenen zouden dat er vier moeten worden om onbelast 10V RMS te kunnen leveren en nog zwaarder voor ze als de generator met 50Ω belast wordt.
Dus ik ga eerst eens testen met de LT1210 van LT/Analog, deze opamp heeft een zeer grote bandbreedte en een piekstroom van typical van 2-Ampere!

.
Als ik de LT1210 mooi vlak kan krijgen tot 3MHZ voor Sinus en redelijk goed voor blok, zeg minimaal 500kHz voor een blok signaal,
dan kijk ik of ik er ook een optie op deze generator maak voor een 5 of 10Ω uitgangs impedantie.
Dit dan wel bij een gereduceerd uitgangs signaal, de LT1210 heeft een vrij hoge thermische weerstand van 5°C/W voor de TO220 behuizing en kan hierom geen 10V RMS aan 10Ω continu leveren.
Is wat mij betreft ook niet nodig, bij 10dB lager signaal aan de uitgang, vind ik het ook goed genoeg voor de laag Ohmige extra uitgang.

Genoeg voor vanavond, SHOOT!

Bram

Eventjes stil van mijn kant, niet omdat ik het niet meer volg, in tegendeel zelfs ik lees graag mee. Meer omdat ik niet zoveel te melden heb.

Bedankt voor de uitleg over het parallel zetten. Ik had er zelf zo nog niet naar gekeken. Het laatste plaatje uit je laatste post is iets mee, ik denk dat de ubb niet goed staat. Bij jou scope zie je trouwens dat het middelen goed werkt om de ruis niet meer weer te geven.

Ik hoop binnenkort ook weer wat te kunnen knutselen. Al denk ik dat ik eerst even snel iets maak om opamps te kunnen voeden, beetje ala 7812 regelaars. Nu heb ik daar nl. niets voor.

Hi hardbass,

50Ω verzwakkers
Vandaag wat materiaal binnen gekregen voor de 50Ω verzwakkers, dit omdat ik ze zelf wil maken.
Nou dat klopt niet helemaal, ik heb dus een paar hele mooie HF verzwakker, maar die kan ik nu niet toepassen omdat ik dan geen goed dynamisch bereik krijg.

Er moet voor de "eindversterker en na de "eindversterker" verzwakkers komen en die mooie RF verzwakker kan ik niet opsplitsen.
Op het ogenblik denk ik aan 70 a 80dB verzwakking via relais, want als ik 10V RMS onbelast als max heb
en dan ook 1mV RMS wil kunnen instellen, dan is die hoeveelheid verzwakking nodig.

Encoder
Nog een leuke, ook wat grote knoppen binnen gekregen voor op de encoder, ik heb al getest met een grote versterker volume knop die ik nog had liggen met daarin 12 M4 boutjes met ieder drie M4 moeren.
Dat kan, omdat alleen de buitenkant aluminium is en binnen in wat vakjes aanwezig zijn waar net drie boutjes per vakje paste, maar natuurlijk niet in balans.
Omdat ik toch nog wat nodig had bij een leverancier ook een paar grote knoppen laten komen, waaronder een speciale encoder knop met twee deukjes er in, leuk/mooi!
Deze knop is ook verzwaard met een metalen plaatje in de knop, goed nagedacht zou je dan zeggen...
Ware het niet, dat ze het gewicht niet geballanceerd hebben, als je de knop gemonteerd hebt, draaid hij vanzelf naar één positie, zwaarste punt onder! beetje dom dus...
Ik bn gaan boren in een van deze knoppen om het zwaartepunt goed te krijgen, want ik vind ze wel mooi.

Ik heb ook wat knoppen opgeduikeld die bestemd waren voor een HiFi versterker, een vriend van mijn Broer had die zeker 25 jaar geleden zelf gedraaid.
Twee rubber ringen er weer opgezet, de orginele waren verrot, alleen nog een keertje poetsen.
Ze zijn kleiner van diameter, maar omdat ze diep zijn, 25mm roestvrij staal, hebben redelijk wat massa, hierdoor draaien ze ook lekker op de encoder.

Dit zijn de knoppen die ik voor de encoder aan het proberen ben.
De batterij is weer om de grote in te schatten.
Links boven is de RVS knop met twee O-ringen, rechts daarvan de knop waar ik het meeste mee getest heb, met 12 boutjes er in...
Linksonder is een uitgeboorde encoder knop te zien met daarnaast het zelfde model, maar dan het normale aanzicht, en helemaal rechtsde grootste knop, als het goed is komt daar de deksel nog van binnen.

.
Jammer genoeg te weinig licht voor en goede scherpte diepte, maar goed genoeg voor het zijaanzicht van de knoppen

.
En ook deze is binnen, een Spectrol/Vishay type 249 Cermet potmeter voor het fijn regelen van het uitgangs signaal.

Middelen van de Hameg scoop
Ja dat doet deze scoop wel goed, maar ik behaal wat middelen betreft ook met mijn eerste digitale scoop (OWON DS7102) goede resultaten.
Het verhaal gaat er vooral om, dat je het maximale uit je meetinstrument haalt, afhankelijk wat je aan het doen bent en wat je wil laten zien.

Met middeling ingeschakeld, en dan je probe steeds omprikken om een storing te zoeken is natuurlijk onzin, dan maakt je het jezelf alleen maar moeilijk.
Wat ik liet zien zijn repeterende signalen, de probe wordt niet losgehaald, de frequentie veranderd niet en ik ben geintresseerd in hoe de flanken er uit zien.
Dan moet je dus middelen om de meeste ruis kwijt te raken, en denken "ik zet de bandbreedte beperking aan" om minder ruis te hebben is dan geen goede keuze, dan raak je detail kwijt van je te meten signaal!

Groet,
Bram

Hallo,

Ik denk dat er in je vorige post toch nog iets van een afbeelding verkeerd staat. Je praat nl over een schakeling die ik niet terug vind. Ik dacht eerst dat het ging over de schakeling een paar posts terug maar dat komt niet helemaal overeen met je verhaal. Vermoedelijk gaat het om de eerste afbeelding.

Hi hardbass,

Ik ga er later vandaag nog even naar kijken, waarschijnlijk had ik toen ik dat stukje schreef te veel koppijn en dan gaat het verhaal nog meer rammelen dan normaal.

Zover het nu omhoog komt in mijn hoofd, wou ik wat plaatje laten zien van een functie generator uitgangstrap met de TI THS3091 en mijn opset van de LT1210 en
als toegift de opbouw als je het met AD811 IC's wilt gaan bouwen.
Waarom dat niet gebeurd is.... alleen onze lieve Heer weet dat *grin*

Ik zal de post verder niet editen, maar gewoon een nieuwe post maken wat toch al de bedoeling was met de uitgangs versterker variaties.

Nu eerst naar een nieuwe klant toe!

Groet,
BRam

Hi,

Ik wil jullie wat resultaten laten zien van de eerste uitgangs buffer met de AD811 IC's.
Maar eerst even het blokschema, dit is nog niet definitief en voor al bedoeld als indruk hoe het een en ander aan elkaar geknoopt kan worden.

.
En dit is het schema waar ik de meeste metinging mee heb gedaan, hier zie je al drie maal een AD811 staan, de eerste testen waren met 2x AD811 en
dan is de uitgangs weerstand 100Ω i.p.v. de 150Ω bij een drie opamp buffer configuratie.
De derde opamp is alleen nodig als er grote signalen worden verlangt bij hogere frequenties en 50Ω afsluiting.
De drie AD811 leveren aan een 50Ω belasting tot 10MHZ 0,5-Watt.

.
De eerste opamp gemonteerd, let op de manier zoals ik de onderdelen aansluit, zeer kort bedraad voor een zo goed mogelijker HF responce.

.
De IC's worden van wat koelpasta voorzien en dan strak tegen het koper gemonteerd.

.
Hier ben ik bezig het derde IC te monteren omdat bij de hogere frequneties en 50Ω belasting en groot signaal de twee AD811 het net niet redden 5V RMS te leveren bij +-18V voeding.

.
Nu ook de ingangs bedrading iets aangepast, de linker kabel is de ingang, zodat de draadlengte naar de opamp ingangen ook ongeveer gelijk is.

.
Dit is wat de voeding levert tijdens een van de metingen met uitsturing aan een 50Ω belasting.
Bij sommige metingen werd er ruim 6-Watt uit de voeding opgenomen...

.
Alle metingen hieronder zijn met maximale uitsturing en met 50Ω belast.
Hier een 6MHz Sinus.

.
Een dit is een 6MHz blokgolf... of iets dat er op lijkt! dit is typisch een geval van het oversturen van een versterker met blok signalen die de flank stijlheid die worden aangeboden niet aan kan.

.
Nu is de flankstijlheid ingesteld op 25nSec per flank en zie hier, het is weer netjes ( niet vergeten dat ik tot 0,5MHz het al mooi zou vinden en dit is 6MHZ Full Power! )

.
De zelfde instellingen maar nu bij 1MHZ.

.
Hier is mijn nieuwe functie generator in actie, waarom een SDG 1032X als ik al een SDG 2042X heb? omdat deze generator mooiere bloksignalen levert!

.
Dat waren de testen met de AD811 waar wel nog een extra trapje voor moet omdat de gain hier lager is gehouden om voldoende bandbreedte over te houden.
Dat extra trapje krijgt het niet moeilijk, ziet maar weinig belasting en het uitgangs signaal is 5x lager dan het trapje dat ik hier liet zien.
De volgende metingen worden aan een LT1210 power opamp gedaan, die is wat goedkoper dan 3x AD811 en kan bij lagere frequenties zels aan 10Ω sturen.

Zoals altijd, SHOOT!

Groet,
Bram

Nu is de flankstijlheid ingesteld op 25nSec en zie hier, h

Wat ik zie is dat de situatie EERST was dat een niet-ideaal bandbreedte beperkt signaal iets overshoot heeft.

Neem je een blokgolf en beperk je die met een ideaal filter in bandbreedte dan zie je dat signaal een aanloopje neemt om de flank zo steil mogelijk te krijgen, dus wat undershoot voor de opgaande flank en wat overshoot na.

Neem je een blokgolf en beperk je die met een ECHT filter in bandbreedte dan zie je iets aan overshoot NA de flank, niet VOOR de flank. Dat is precies wat ik zie.

In je "ingesteld op 25ns" plaatje is de boel helemaal "dood" kwa bandbreedte. Die is VEEL verder teruggeschroefd. Als je dat wilt, prima, maar ik vind het signaal met "iets overshoot" helemaal niet verkeerd. Dat is gegeven bepaalde randvoorwaarden het beste wat je mag verwachten.

In bepaalde control-toepassingen is overshoot absoluut heel vervelend. Denk aan een frees-machine-positionering. Als je dan naar de eindpositie beweegt en "iets overshoot" hebt, dan freest ie zomaar iets weg wat niet weg had gemoeten. In de elektronica kan zo'n overshoot de max van je component overschrijden. OOk dan wil je het absoluut niet hebben. Maar als instelbaar test-patroon: Ik zie er geen "showstopper" probleem mee.

Hi Rew,

Wat ik hier laat zien met de blokgolf is dat de gebruikte opamps en heel veel andere ook, moeite hebben met hele steile flanken die ze toegevoerd krijgen.
Het plaatje met die rare hobbels er in is dus dat de opamp over zijn nek gaat!

Ik laat d.m.v. de "Puls" functie van de generator, waarbij ik de flanksteilheid kan instellen zien, dat als de flank minder snel is, de opamp het beter aan kan.
En ja, deze stand van een functie generator is iets anders dan een 6 of 12dB low pass filter die een bandbreedte beperking insteld,
het kantelpunt van dit low pass filter heb ik nog niet bepaald maar ik heb er wel voor gezorgt dat door twee inverters te gebruiken ik vodoende stroom heb voor een laag Ohmig 2e filter als nodig.
Waar het nu op lijkt is dus dat ik een filter nodig heb achter mijn Sinus-Blok omzetten van tussen de zeg 75 a 100MHz.

De bandbreedte is niet helemaal "dood", niet vergeten dat ik hier al 10x voorbij mijn gestelde bandbreedte zit van 0,5MHz die ik graag wou hebben voor een blok signaal!
De generator gaat geen signalen genereren die boven de 3MHz uitkomen, en dan bedoel ik natuurlijk de frequentie instelling, voor driehoek en blok stand is veel meer bandbreedte nodig.

Dan wil ik nog iets duidelijk maken, ik wil een blok uit deze generator hebben waar absoluut geen abberaties op zitten!
Dat houd natuurlijk ook in dat de flanken dan minder stijl worden, je kan niet nat en droog water tegelijk hebben. ( kan wel nog veel beter, maar dat kan ik met mijn componenten montage methode niet niet voor elkaar krijgen)

En dan weer niet vergeten dat dit meetinstrument een speciale toepassing heeft en niet bedoeld is als algemene functie genrator.
Ik heb de Siglent SDG 1032X functie generator die als bron gebruikt wordt, speciaal aangeschaft voor twee toepassingen, één er van gebruik ik nu bij ontwikeling van deze functie generator uitgangs versterker.
En die eigenschap is zijn speciale blok uitgang, Blijf je beneden de 2Vtt dan is de flank van de blokgolf helemaal schoon, ook bij 20MHZ frequentie is de blok netjes zonder abberaties.
De flanken uit deze genrator zijn dan rond de 3,5nSec.
Kom je boven de 2V_tt uitgangsspanning, dan worden de flanken 2,8nSec en dan is en ringing zichtbaar, je kan aan de relais horen dat er een trapje in de generator wordt omgeschakeld.

Verder ook voor jou even een test gedaan met de filter functie in mijn Hameg scoop, en dan bedoel ik niet de 20MHz knop.
De blok met 17nSec flanken uit de Siglent SDG 1032X, wordt aangetast door het scoop filter als dit filter lager wordt ingesteld dan ongeveer 90MHz, en dat kan ik nu niet bepaald "dood" noemen...

Dit is 500kHz die ik als minimum wou hebben, ruim 15V_tt aan 50Ω belasting, laat mij jouw plaatje eens zien.
Flanken uit de generator nog steeds 17nSec.

.
Nog iets voor als jullie eens zouden meten met de signaal niveau waar ik nu aan meet, de energie in de 50Ω afsluitweerstand kan oplopen tot beven 1-Watt!
Dat ga je natuurlijk niet dissiperen in de 50Ω weerstand in je scoop of b.v. je breedband RMS meter als hij een 50Ω ingang heeft.
Gebruikt een BNC afsluitweerstand van voldoende vermogen om je meetinstrumenten heel te houden bij deze grote signalen.

Groet,
Bram

Ha Bram, eerst mijn waardering voor weer een prachtig topic.
Aansluitend op rew een paar gedachten, de opgaande flank heeft wat overshoot terwijl de neergaande flank reflectie lijkt te zien, verder zijn de flanken wel mooi strak zodat het lijkt dat de opamps het wel aankunnen.
De afsluiting is zo met die drie weerstanden mooi gedaan, daar lijkt niet veel misaanpassing te kunnen zijn.
Bij de ingangen sluit je drie open ingangen hard parallel, hoewel je het signaal zelf met 50 Ohm afsluit, zou er niet nog wat interferentie tussen de ingangen kunnen optreden?

Hi rwk,

Wat betreft de ingang gaat het gewoon goed, in het schema is te zien dat deze wordt afgesloten met 50Ω
Dat is op de foto's niet te zien daar de twee 100Ω weerstanden voro het afsluitne van een klein type zijn en hier dus niet zichtbaar.

Er zijn door de opbouw zowel voor de ingang als ook voor de uitgang kleine looptijd verschillen door de draad/onderdeel lengte.
Ik heb dat bij de metingen niet als een probleem ervaren.
Wat i nde meting hieronder zichtbaar is heeft weinig te maken met reflecties of looptijd verschillen en alles met de slew rate van de ingangstrap van de AD811.
Als ik de versterking wat hoger zou maken dan heb je kans dat een deel van de hier zichtbare vervorming minder wordt,
maar de frequentie vlakheid wordt dan minder net als de vervorming in de hogere frequenties die dan hoger wordt doordat er dan minder openloop gain aanwezig is.
Dat zijn allemaal afwegingen die je moet doen, dit plaatje heeft niets van doen wat reflecties betreft, maar dus is het gevolg van oversturing met een te snel signaal bij een grote amplitude.

Nog even terug naar de 3x AD811 parallel +ingang, dat is 3x 7,5pF en 3x 1M5 dus dat komt uit bij deze meting op afgerond 25pF bij 500K.
De aanstuur impedantie is hier 25Ω en dat geeft een kantelpunt van rond de 250MHz, daar maak ik mij niet druk om.
De drie ingangen zo aan elkaar blijkt geen enkele stabiliteits problemen op te leveren, maar een paar Ω op die plek als jumper op een SMD print lijkt mij geen probleem.

Het beheersen van de flank steilheid heb ik al eerder in verschillende topics aangegeven, bij opamps heb je vaak twee slew rate waarden,
de eerste zit aan de ingangstrap en de tweede is van de uitgangs trap.

Ik ben nog wat meer in de trouwens uitgebreide datasheet van de AD811, voor dit trapje zou ik het nog net iets beter kunnen configureren.
Ik denk dat ik als ik de 680Ω als feedback weerstand omhoog brengnaar rond de 800Ω 806Ω is een standaard waarde,
dat mijn bandbreedte wel iets minder wordt( dat is omdat dit een Current Feedback opamp is ) maar de belasting van de uitgang is dan ook minder.
Dit reselteerd dan weer in een lagere vervorming en iets meer uitstuur bereik, waardoor de voeding iets lager kan worden.

Voor iemand die denkt Ha Leuk! dat bouw ik na met de SMD uitvoering van dit IC, wel eerst in de datasheet kijken!
De PDIP behuizing is θJA = 90°C/ W
De SIOC8 behuizing = θJA = 155°C/W <- dat is veel slechter!
De SIOC16 en 20 = θJA = 85°C/W
En de beste behuizing is deze: 20-Lead LCC Package met deze thermische waarde θJA = 70°C/W

Maar als iemnand toch een SMD versie zou willen maken, kijk dan ook vooral naar de TI THS3091 in de goede versie, dat is de SIOC met het Thermische padje.

Groet,
Bram

Bram bedankt voor je uitgebreide antwoord, dat een opamp uit meerdere versterkertrapjes bestaat was mij wel duidelijk maar er in denken met verschillende slew rates is een nieuwe oefening voor mij, mooi inzicht.

In de datasheet zie ik inderdaad dat de opamp vanaf 200 Ohm zijn max uitsturing haalt, dat ben je niet helemaal nodig maar die derde opamp is dus geen luxe en het verhogen van de feedback weerstand zal inderdaad weer wat extra ruimte geven.