Emitter buffervolger

Wat je kunt doen is het AC vervangings schema opzetten:
Voedings (spannings)bronnen sluit je kort, mocht je een stroombron als voeding hebben, dan laat je die open. Een transistor vervang je door een weerstand tussen de basis en emiiter (rbe) met een afhankelijke stroombron van B x de stroom door die rbe. Het maakt in principe niet uit of het een PNP of NPN is, de mehthode is hetzelfde, alleen de polariteit is omgekeerd. (Grotere) condensatoren sluit je kort, hele kleine verwaarloos je in het eerste. Die 100 pF zou ik op dit moment niet meenemen, hang een beetje af van de frequentie waarop je meet.

Veel success.

P.S. je onderste tak heb je nog niet met massa verbonden, klopt dit? En waarom heb je die 10R in serie met je voedingsbron?

Ja de onderste tak is in het ander (niet afgebeeld) deel van het schema verbonden en de 10R staat er om de gesimuleerde en gemeten 4.8 V te verkijgen..

Kan misschien iemand eens het volledige ac equivalent schema eens uploaden?
Thanks

Wil je je posts wijzigen en ik gooi deze even naar schoolvragen.

Het maakt geen verschil of het een NPN of PNP-transistor is. Enkel de ac h-parameters zijn van belang voor het signaalvervangingsschema. En de aard van de schakeling, natuurlijk (GBS, GCS of GES).

Die 10 ohm weerstand vind ik niet zulk een goed idee. Je gaat nl. hetzelfde effect krijgen als wanneer je een voeding met een te hoge uitgangsweerstand zou gebruiken.
De werkpuntsinstelling van de uitgangskarakteristiek zal i.f.v. het signaal reageren en hierdoor instabiel worden.
Dat willen we graag vermijden.

[Bericht gewijzigd door Wim P. op 13 juni 2006 12:01:04

Zat tekenfout in, zie volgende post, tevens capaciteiten toegevoegd op veler verzoek

[Bericht gewijzigd door Frederick E. Terman op 13 juni 2006 15:05:19

Een (erg) vereenvoudigd AC vervangingsschema, de getekende weerstanden zijn ongeveer 100 ohm (afhankelijk van de transistor parameters) De spanningsbron is kortgesloten, en de grote condensatoren ook. De kleine 100 pF is eruit geknipt, die tijdconstante (parallel aan R12) is te klein om bij normale frequenties van invloed te zijn.

Zie volgende post met schema.

[Bericht gewijzigd door Frederick E. Terman op 13 juni 2006 15:07:42

De TS moet ook nog rekening houden met de transistorcapaciteiten.

Capaciteiten toegevoegd (twee stuks Ccb en die van 100 pF uit het schema) en tekenfoutje eruit gehaald.
Oeps, geen kleur.. bovenste grafiek is zonder transistorcapaciteiten, onderste is met.

[Bericht gewijzigd door Frederick E. Terman op 13 juni 2006 15:06:06

Even de gegevens van je andere (geloten post) even vermelden. Nu zie je waarom je een lagere versterking krijgt bij jouw video frequentie, je zit al in het afzwakkingsgebied, -3db op ongeveer 10 MHz.

Carpe cerevisi, LaStei !
Laat je toch maar niet vangen door deze hittegolf !

?????

Klopt het dat de eerste transistor niet versterkt maar gewoon een volger is en de pnp het signaal verdubbeld?

?????

Zeg me nu niet dat je je eigen signatuur niet begrijpt.
Vang het bier maar doe het met mate, zeker in deze hittegolf.

Dat was het probleem niet, ik dacht dat ik een fout had gemaakt met de berekening... Hier regent het trouwens al, maar dat is Engeland voor je. En van het bier... Mocht je ooit in de buurt van Sheffield komen, geef even een mailtje dan kun je het ook proeven...

Op 13 juni 2006 17:06:44 schreef Chiller:
Klopt het dat de eerste transistor niet versterkt maar gewoon een volger is en de pnp het signaal verdubbeld?

Nee, de eerste zou best 680/220= 3,1 maal willen versterken. De tweede ook nog iets. Maar de tegenkoppeling is zo zwaar, dat ze samen bijna precies 1x versterken.
En daarvan komt dan de helft op de uitgangspoot door de deling in twee 75 Ω weerstanden.

Het geheel zou 2x moeten versterken wodat op de uitgang afgesloten 2Vpp staat en niet afgesloten 2Vpp staat. Maar na de eerste transistor staat er op de collector 1Vpp en dan krijg ik maar niet berekent. Ik kom telkens iets veel groter uit. Komt iemad wel 1Vpp uit?

Sorry, mijn fout, de tegenkoppeling zorgt voor bijna precies TWEE keer versterking. En die wordt dan gedeeld door 2, door de twee uitgangsweerstanden.
Dus niet afgesloten komt er idd 2Vpp uit, wel afgesloten komt er 1Vpp uit, als je met 1Vpp instuurt. Daarom noemde ik hem ook buffer.

Een stomme vraag waarschijnlijk, maar waar dient die 100pF condensator nou eigenlijk voor?

Die bepaald samen met die 680R de afval frequentie van de versterker.

Maar was het probleem van de TS nou juist niet precies dat de grensfrequentie te laag was?

Met een beetje moeite valt dit toch allemaal gewoon in een differentiaalvergelijking te stoppen, die je dan op kan lossen voor de frequentie?
Nouja, tis wel even wat werk natuurlijk.

owja, en waar zit de emittervolger ik zie alleen maar GES; dus geen GCS.

[Bericht gewijzigd door zweetvoetje op 14 juni 2006 12:43:00

Klopt, het is ook geen emiitervolger, maar een zwaar tegengekoppelde GES. Zoals F.E.T. al opmerkte, openversterking, zonder afsluitweerstand is 2, en dat red je niet met een emiitervolger. Als je het heel netjes doet kun je net een versterking >1 krijgen door opslingering. Hier werdt wel eens gebruik van gemaakt om een oschilator te maken.

Even toelichten....

Dit schema werkt en wordt reeds gebruikt achter een analoge CVBS reconstructiefilter (dus achter een DAC) en wordt hier gebruikt om het 1 Vpp videosignaal te verdubbelen naar 2 Vpp zodat als men een CVBS stekker inplugt (75 Ohm) de spanning gehalveerd wordt en we terug de gewenste 1 Vpp krijgen aan de uitgang.

De eerste 'schakeltrap' wordt gebruikt om een hoge ingangsimpedantie te verkrijgen (rond de 12 K)omdat de in- en uitgangsimpedantie van het voorgaand reconstructiefilter 300 Ohm is (omdat de DAC een Rload van 300 Ohm vereist om een Full Scale Ouitput te voorzien).

De tweede 'schakeltrap' wordt volgens mij gebruikt om voldoende stroom te leveren aan de uitgang omdat er wordt afgesloten met een lage impedantie.