Belasting van IR2103

Zonder ook maar naar de datasheet gekeken te hebben:
Ik denk iets van een bootstrap C te zien. Dat zou impliceren dat je het spul alleen kunt pulsen en niet botweg 'aan' kunt zetten (aan de high side).

Je moet tenslotte de gate boven de source gaan tillen. Volgens mij werkt het zo dat de C via de diode en de load geladen wordt. Als de high side dan aan moet, dan wordt de C tussen gate en source gezet (waarschijnlijk via wat spanningsbeperking) en heb je die lading beschikbaar. Er lekt echter ook wel wat, dus dat gaat niet oneindig lang goed.

Bij een groter vermogen staat het wellicht wat te klapperen (en blijft er wat lading in die C over) wat jij niet ziet omdat je een lamp als load hebt?

Let wel: het is mijn eerste indruk en dus niet gebaseerd op datasheet of feiten, redenaties. Ik kan er zomaar naast zitten...

Ik denk dat de charge pomp dan niet meer werkt, aangezien Vs bij een lage belasting (hoge weerstand) via een te hoge weerstand aan de massa ligt.

MGP heeft blijkbaar de datasheet wel bekeken en zou het wel een bij het rechte eind kunnen hebben

Het zal wel zoiets zijn, ja...
Na het aanzetten flitst de lamp als gezegd even aan, daarna uit. Ik had 'm daarna aan laten staan om wat te meten. Na 30 seconden ofzo ging de lamp flauw branden.
Dat vond de mosfet helemaal niet leuk (heeft geen koeling) en plofte meteen door de hoge dissipatie.
Was wel netter geweest als de stuuruitgang alleen aan/uit was, en niet zwevend... (dus gewoon 'uit' als de chargepump niet genoeg geladen kan worden)

Hmz... Dus een stuk electronica wat het achterland moet gaan beschermen als de ontwerper ergens op z'n b*k gaat... Als je een tor buiten z'n spec gebruikt, gaat-ie ook stuk, en dat is normaal... Verder zou je ook moeten bepalen wat de 'threshold' van 'niet genoeg geladen' is. Als jij een dikke FET gebruikt die relatief veel stroom moet schakelen, zou dat zomaar wel eens bij 10 of 15V kunnen zijn. Als je een FET gebruikt die nauwelijks wat hoeft te schakelen, zou 5V wel eens ruim voldoende kunnen zijn. Daarmee moet je dat level dan ook weer configureerbaar maken (wat vervolgens niemand gaat gebruiken, want ach, je hebt er over nagedacht en dit komt wel goed).
Maar goed, het zou netjes geweest zijn als er in de datasheet wat over geroepen zou worden. Het zou mij niks verbazen als dat er ook staat, maar dat je het pas kunt zien als je weet hoe het zit. Dat hebben datasheets wel eens vaker

Is er nog ergens een AN van dat spul? Als je een AN van de hele familie kunt vinden, zou daar best nog wel eens wat in kunnen staan waarvan je denkt... Had ik dat maar eerder geweten...

Je kan een bootstrap ic niet gebruiken op deze manier. Je moet geregeld schakelen om de 100uF op te laden. Nu trekt de 100k weerstand van de gate naar ground de bootstrap cap leeg. Dus bied een 99% dutycycle pwm signaal aan om de load bijna vol aan te houden.

Moet je speciaal in de high side schakelen? Anders kun je het ook prima met bijv. een IR4427 doen, die gebruik ik ook bij een dimmer op 230V en dat werkt prima. Of wil je er straks een halve brug schakeling mee maken?

Je moet hier 230V + Vgth op de gate zetten om de mosfet volledig open te gooien. Dat kan de ir2103 door van onder af de spanning Vs Vb op HO met 12 volt te verhogen. De de spanning over de bootstrap condensator + 12V. Die condensator moet opgeladen zijn tot 230V, 100k trekt dat heel snel omlaag naar zeg 220V en dan gaat de mosfet dus weer uit. Allemaal in het lineaire gebied. Alleen als de mosfet echt dicht is wordt de condensator opgeladen tot 230V.
Door Hin lang hoog te houden loopt Cbs langzaam leeg. De mosfet komt in zijn lineaire gebied, laad de Cbst iets bij, maar niet genoeg dus blijft de mosfet in het lineaire gebied/half open. Wordt dus heet en sterft.

Die IR2103 heeft wel een undervoltage lockout, maar zo te zien alleen aan de onderkant. Sommige andere drivers, zoals de IR2184, hebben er ook één aan de hoge kant.

Op 15 mei 2016 09:43:00 schreef Lambiek:
Moet je speciaal in de high side schakelen? Anders kun je het ook prima met bijv. een IR4427 doen, die gebruik ik ook bij een dimmer op 230V en dat werkt prima. Of wil je er straks een halve brug schakeling mee maken?

Het high side schakelen maakt current sensing aan de 'koude' zijde wat makkelijker... (via de 39mΩ weerstand)
Ik zal de IR2184 datasheet ook eens bekijken...

Jouw sense weerstand staat in serie met de load en wordt niet gemeten. ??

Current monitor komt over de sense weerstand. (even weggelaten; was voor dit probleem niet relevant)

Kom Arco, je loopt lang genoeg mee hier. Raadsels gaan geen oplossingen geven. De ir2103 heeft geen current sence en je verteldt niet hoe je HIN aanstuurt. Het lijkt erop dat je hem slechts hoog maakt gezien de problemen die daar uit volgen. Wat wil je nouw eigenlijk? Wat gaat wel de stroom meten en de boel schakelen?

Die current sense weerstand heeft duidelijk geen invloed op het gegeven probleem, en ook zonder de rest van het circuit was het niet bepaald moeilijk te raden waar die weerstand voor dient.

Wat natuurlijk wel relevant is, is of je HIN constant aanstuurt, of met een PWM signaal. In het laatste geval, met welke frequentie en pulsbreedte?

De 230vDC is de gelijkgerichte netspanning zonder afvlakking. Is voor solenoid, dus niet erg. (alleen hele lichte brom)
De aansturing van H_IN gebeurt vanuit een pic24 op 3.3v. Wordt per periode aangestuurd (100Hz dus) met fase aan/afsnijding.

De 100k weerstand aan de gate van de mosfet is om 'm dicht te houden als de aansturing uit mocht vallen.
Heb gekeken naar drivers als de IR2183S/7184S/21834S en de NPCP5181. Ziet er leuk uit maar helaas moeilijk verkrijgbaar. (bij reguliere distributeurs)

(gelukkig zijn al die drivers pin-compatible, dus ik kan altijd nog op een andere overstappen... )

Hmm, als die 230VDC en gelijkgerichtte sinus is, zou de bootstrap condensator alsnog bijgeladen moeten worden op elke nuldoorgang, ook met 100% aansturing.

Op 15 mei 2016 13:08:09 schreef Arco:
Het high side schakelen maakt current sensing aan de 'koude' zijde wat makkelijker... (via de 39mΩ weerstand)

Persoonlijk zie ik niet zoveel verschil daar in, met een low side systeem gaat dat net zo goed. Maar goed dat maakt niet uit, als jij dat zo wil kan dat natuurlijk.

Ik gebruik een INA220. Aangezien die een i2c interface heeft, is low-side een stuk handiger. (anders moet ik de i2c bus optisch isoleren...)

Je kunt ook low-side meten EN low-side schakelen, met de shunt onder de MOSFET. Dat is heel gebruikelijk bij motordrives e.d.

Alsnog zou het wel handig zijn om een verklaring te hebben waarom het nou mis ging. Wat ik niet helemaal begrijp is waarom de lamp eerst uit ging, en vervolgens weer zwak ging branden waardoor de MOSFET stuk ging.

't heeft een reden. Bij hi-side switching kan ik eventueel ook de (negatieve) stroom door de solenoid meten na afschakelen. (back-EMF)
De INA220 kan ook negatieve stromen en spanningen meten. Bij low-side switching gaat dat meten in off-state niet...

Hoe zou die stroom negatief moeten worden? Na het afschakelen blijft de stroom in dezelfde richting lopen, alleen de spanning over de spoel veranderd van polariteit, omdat het de bron van die stroom is geworden.

Maar alsnog is het wel waar dat je dat niet kunt meten als je de meetweerstand onder de MOSFET zet. High-side meten gaat niet zonder meer, omdat je werkspanning veel hoger is dan die maximale 26V voor de INA220. Natuurlijk zou je die interface en voeding galvanisch kunnen gaan scheiden, maar dan is het grote voordeel van zo'n IC, de eenvoud van je schakeling, wel ruimschoots weg. High-side schakelen en low-side meten lijkt me dan inderdaad een prima oplossing.

Als alternatief zou je natuurlijk een Hall effect stroomsensor kunnen gebruiken (ACS712 o.i.d.).

Ik denk dat die 100k weerstand het probleem is; ik begreep al niet waarom je die naar de ground had gezet, in plaats van tussen de gate en source, zoals nogal voor de hand ligt, maar ik had dat afgedaan als irrelevant, en daarbij niet opgemerkt dat je werkspanning zo hoog is. Nu staat er geen 10V over die weerstand, maar 10V + de gemiddelde werkspanning van 207V ~= 217V. Met 100k gaat daar gemiddeld dus 2mA lopen, en dan is die condensator rap leeg! In combinatie met het ontbreken van een high-side undervoltage lockout geeft dat het geobserveerde effect...

Had het zo uit een schema overgenomen. Als je meestal met laagspanning werkt sta je er niet zo bij stil dat de stroom bij 230v behoorlijk kan zijn, zelfs met 100k...
Zal het aanpassen...

Even voor de goede orde...

Er zijn high-side-drivers met een chargepump. Die maken op basis van de "high side" voedings spanning en misschien een 12V input een "high side + 12V" gate-driver spanning. Die kunnen 100% aan gaan.

Deze is anders.... De boost condensator wordt opgeladen als de high side fet uit is en de "OUT" laag is. Dan loopt er door je bovenste '4007 stroom om de boost condensator op te laden. Je kan zeggen dat het ook een vorm van "charge pump" is, maar ik vind het een andere constructie en noem het daarom liever niet zo.

De lol van deze constructie is dat je ook niet per ongeluk te hoge spanning op de gate kan zetten. Als je bij de eerste constructie vanuit de chargepump ineens 242V op de gate zet en daarmee jas je de gate sneller omhoog dan dat z'n source kan volgen, dan maak je de gate kapot. Hier drive je gate vanuit de boost-cap waar max 12V op staat t.o.v. de source van de mosfet in kwestie, dusdaar kan dat niet gebeuren.

Dit verklaart dan ook meteen waarom het met een kleine belasting niet werkt: dan zakt de source van je fet niet onder de 12V, dus laad je de boost condensator niet op.

Gebruikelijk is om ongeveer 100nF als boost-cap te gebruiken. Met een forse fet heb je zo'n 10nF aan gate-capaciteit, dus pak-em-beet een 1:10 charge sharing. De aangedreven gate-spanning komt dan dus op 12V - 0.6 - 10% = 10.3V. Iets meer kan ook. Bijvoorbeeld om iets minder "loss" te krijgen als je een lange "on-tijd" wil halen. Of als je meerdere FETs parallel wil zetten en dus meerdere malen die 10nF als gate-capaciteit moet driven.

Die 100 uF in jou schema vind ik heel erg veel. Heb je daar bewust voor gekozen?

(ik reken met 10nF gate capaciteit voor "grote" fets. De jouwe heeft maar 2.5nF. Evt. narekenen hoeveel de spanning van "mijn" 100nF zakt als je de "total gate charge" van 56nC uit de 100nF jat. Volgens mij 0.56V...) Oh. Ik kon stp45n65 niet zo snel vinden, en heb het datasheet van de stp45n60 gebruikt.

P.S. Een truuk die ik zelf nog niet geprobeerd heb is om een spoel parallel met de load te zetten. Je wilt dan de opgeslagen energie in de spoel vergelijkbaar hebben met de lading in je boost cap (100nF!? ). Wel is het zo dat je een weerstand in serie met de spoel wilt hebben om de stroom bij "lang aan" te beperken. Ik kan even niet uit m'n hoofd een geschikte afweging maken wat dan een goed compromis is.....

De IR2103 datasheet is nogal minimalistisch en niet erg duidelijk over de condensatorwaarde.
In diverse applicatieschema's die ik vond varieert die heel erg veel, tussen 100nF en 100uF...