Vrijloopdiode of R/C-netwerk?

Een spannende proef. Ik zou ook niet gedacht hebben dat zo'n weerstand zoveel zelfinductie heeft. Hoe lang en dik en hoeveel windingen is zoiets?
Blijkbaar geeft de 555 toch lekker steile flanken, of knapt de FET de flank zelf zo op?

Natuurlijk heeft de ingangsverzwakker van de 'scoop ook capaciteit, en bij een heel ongelukkige opbouw zou de deelfactor daarvan, bij heel hoge frequenties, anders kunnen zijn dan die van de weerstanden bij lagere frequenties.
Maar hier zit je toch nog ruim binnen het gespecte frequentiegebied? Dan mag zoiets niet optreden.

Die 25V met de snubber is inderdaad ruwweg wat je zou verwachten als je de 'aan' stroom door 68 ohm laat lopen (theoretisch 28V). Het lijkt er dus op de weerstand echt genoeg L heeft, en dat de diodes lui zijn.

e: hoe breed is de 25V puls?

De weerstand heeft --ruw geteld-- 70 wikkelingen met een diameter van bijna 20mm. De afstand tussen de aansluitlippen bedraagt 70mm.
Het sturen gebeurt door een TTL-uitgang van m'n puslgenerator. Een R van 47Ω in serie met de gate maakt maar een heel klein verschil.
Met het R/C-circuit heeft de puls zo'n 100nS nodig om zijn top te bereiken, waarna het langzaam terug bergafwaarts gaat.

Ik heb hier een stel magneetschakelaars liggen (telemecanique) voor 24V DC en bij de meeste zit een diodebrug die je op de A1/A2 aansluiting kunt klikken. Maar ik heb er ook met snubber netwerk brugje.

Wat er precies in die opzet plaatjes zit weet ik niet, staat er niet op. Ik vroeg me ook al af welke van die twee het meest effectief is?

Het is natuurlijk wel zo dat de C in het netwerk verwaarloosbaar is op moment van uitschakelen (=kortsluiting) en de R de hele spoelstroom "opvreet" en dus de spanning maximaal R x Ispoel wordt.

Een shottky diode heeft wel een hoge snelheid maar heeft blijkbaar toch nog een te grote dynamische weerstand?
Voor die BYV29 Vf <= 1.4V @ If = 20A wel vreemd dat je zo'n hoge spanning meet bij slechts 420mA!

De zelfinductie van die 12 ohm weerstand is dan toch rond 20µH. Daar sta je niet altijd bij stil.

Ik heb uiteraard de zaak in Simetrix gekiept om te zien wat er zou gebeuren.
Het grappige is dat zònder diode of snubber de sim een piekspanning van 241V voorspelt. Dat klopt dus vrij aardig.
Mèt snubber komt de sim op een piek van 25,1V - keurig. Hij neemt 85ns om van nul naar piek te komen, dus dat klopt vast ook wel.

Maar met een BYV29 gelooft hij dat die vrijwel meteen in geleiding gaat, zodat de piek op 5,76V komt (dus 0,76 over de diode). En als de stroom zoveel gezakt is dat de diode weer dicht gaat, zie je het circuit keurig uitrinkelen op de parasitaire capaciteit van de IRF.

Nu vertelt de sim zelden onzin ¹⁾, en het antwoord op het raadsel moet dus daarin te vinden zijn, dat we niet alles meegenomen hebben. Ergens moet nog iets parasitairs zitten waaraan we niet denken.

¹⁾Als je weet wat je mag verwachten en hoe je dat moet lezen.

Oh, hemel! Ik ben nog eens naar die diode gaan kijken - heb ik die toch tussen drain en GND geplaatst, zeker? Het jaar is weer goed begonnen...

Afin, de fout is hersteld. Ik zie nu pieken van 35V, zo'n 160nS breed - na 70nS is de top bereikt. Dat komt aardig overeen met de Reverse recovery time van de BYV29.
Toch nog 10V meer dan het R/C-circuit.
Maar, als ik zowel vrijloopdiode als R/C-circuit aanbreng, daalt de piek naar 20V.

Ha, zo zie je maar weer. Gelukkig klopt de zaak nu weer.

Maar moeten we hier wel naar de reverse recovery time kijken?
Het gaat eigenlijk meer om hoe snel hij ìn geleiding raakt.

Is dit gemeten met een 10:1 probe?
Dat is ongeveer 15pF//10MΩ .

1:1 of 10:1 maakt geen merkbaar verschil.

Het gaat eigenlijk meer om hoe snel hij ìn geleiding raakt.

Ja, dat is zo. Ik kan daar weinig over terugvinden in de (NXP) datasheet, maar we kunnen er toch van uitgaan dat die weinig zal verschillen van de t_rr?

Wel voor de scoop!
Ingangen zijn kwetsbaar voor snelle hoge pulsen.

Op 2 januari 2012 19:40:12 schreef Frederick E. Terman:
Ha, zo zie je maar weer. Gelukkig klopt de zaak nu weer.

Maar moeten we hier wel naar de reverse recovery time kijken?
Het gaat eigenlijk meer om hoe snel hij ìn geleiding raakt.

Klopt, de forward recovery time van de diode. Zoals Pros al zei vind je daar nagenoeg niets (meer) van in datasheets. Het is een hele korte tijd om van de sper-status naar geleiding te gaan. Eigenlijk wordt de sperlaag afgebroken en alles op orde gezet om naar geleiding te gaan.

Er zijn 2 zaken in je schakeling die nog de resterende piek geven: de schakelsnelheid (slewrate van je stroomafschakelen) en de strooi indukties van de aansluitdraden van MOSFET, het draadgewonden ding enz. Die gateweerstand is al een eerste zet, en je kan met een wat hogere waarde experimenteren (geeft ook iets meer opwarming), de strooiindukties: draden kort houden.

Over het "beter" presteren van een snubber (ik bedoel RC) of een vrijloopdiode. Mmmmm, elk heeft voor en nadelen. Het is wel zo dat een snubber direct reageert, er is domweg geen forward recovery time.
Hij dempt direct maar geeft meestal dan weer een oscillerend karakter waardoor de boel "uitrinkelt" zoals F.E.T. dat zo mooi kan zeggen. Schottkeys zijn dan weer bijzonder snel maar hebben grotere lekstromen en alleen te krijgen voor relatief lage sperspanningen.

Ik ga nog even een link meegeven, van IRF, waarin ook wat text staat van strooi inducties e.d.: link.

- - big bang - -

die vrijloopdiode heb je in ieder geval nodig als je een overwegend inductieve belasting aansluit, zoals een motor, aangezien de snubber maar heel kort energie kan absorberen, veel minder dan er magnetisch in de motor is opgeslagen.

Een DC motor met zo'n regelaar gedraagd zich als een buck converter in continuous conduction mode, mits de frequentie hoog genoeg is.

Overigens vind ik de weerstand in je snubber erg groot, maar de stroom is ook maar klein. Een paar ohm is vrij gebruikelijk bij grote stromen. De capaciteit bepaald de totale energie die je op kunt nemen, de weerstand bepaald hoe snel dat gebeurd. Kies je de weerstand te klein, dan komt de spanning over de condensator te snel op, waardoor je een overschoot krijgt net voordat de diode in geleiding komt. Met een te grote weerstand krijg je (zoals je hebt gezien) een grote stap in de spanning, omdat die over de weerstand valt terwijl de condensator opgeladen wordt. De dissipatie wordt bepaald door de grootte van de condensator, de waarde van de weerstand heeft daar geen invloed op.

Ik heb even een spoeltje van 200µH in serie met de belastings-weerstand geplaatst, en de PWM-frequentie opgevoerd naar 100kHz. De voedingsspanning is nog steeds 5V. Dat geeft de volgende resultaten:

Met enkel een vrijloopdiode: 60V
Met diode + R/C-netwerk: 10V

Als ik een R van 22Ω parallel plaats aan de bestaande 68Ω-weerstand (samen 16.6Ω, dus), blijft de piek 10V maar de golfvorm veranderd enigzins.

Mag ik besluiten, dat een snubber-netwerk een nuttige verbetering is, maar de noodzaak van een vrijloopdiode geenszins uitsluit?
Nuttig om deze reden: FET's die over een lage R_DS-ON beschikken, zijn meestal niet geschikt voor hoge spanningen. Als je nou de piek kan beperken, krijg je wat meer ademruimte bij het kiezen.
Of zie ik wat over het hoofd?

Hier staan wat formule's voor de berekening van snubbers.
http://www.national.com/en/power/snubber_circuit_design.html

@pros: helemaal mee eens

Pros,

Jij zet je "snubber" in de ingang van de mosfet, toch? Dan ga je langzamer schakelen.

Mijn nattevinger berekening is dan altijd: de tijd dat het kost om de fet helemaal open of dicht te krijgen * de volle stroom * volle spanning = energie die maximaal in de fet gaat zitten per schakeling.

Dan rond ik met "volle stroom" en "volle spanning" waarschijnlijk behoorlijk naar boven af, maar door de RC tijd voor de "tijd" te nemen rond ik iets naar beneden af.

63 Ohm * 100 nF * 0.5A * 5V = 0.017 mJ.

Dat klinkt als "weinig". Maar doe je dit 200k maal per seconde dan is het 3.4W. (100k aan, 100k uit....)

Dat komt bovenop de ohmse verliezen van (max) 0.04W in dit geval.........

Mijn ervaring met wat "heftigere"(*) mosfets is dat ze gaan zeneren (nou ja "avalanche breakdown" moet ik dat noemen, heb ik van FE geleerd), En dat dus op een spanning die maar nauwelijks boven de werkspanning ligt.

Dus jou meting van 200+ volt verbaast me.

Waar meet je? Op de poot van de FET of op de weerstand? (zit met een draadje aanmekaar, ik weet het.....)

Anyway, ik dacht dat een snubber op de drain van de fet gezet werd. Bijvoorbeeld omdat de max stroom 10A is, wordt de weerstand dan 0.5ohm. De condensator vast kleiner dan 100nF. De verliezen die daarin optreden moet je dan ook gaan meerekenen. Even met 1nF rekenen:
0.5 * 10^-9F * 5V^2 = 12.5 nJ per schakeling. Dat is stukken beter dan die 170 microJoule van daarnet. Als je een 0.5 Ohm weerstand (of iets indie buurt) kunt vinden zou ik het geinig vinden om de resultaten van die meting te weten te komen.....

Ik heb zelf de 0.1 ohm (en de waarden daaromheen) weerstanden op m'n farnell-wishlist staan om hieraan te kunnen meten....

(*) Lagere werkspanning, lagere rdson.

Ik neem toch aan dat die snubber tussen de drain en gate source van de MOSFET zit.

Je kunt beter de spanning * stroom * 0.5 nemen voor het vermogen, dat ligt heel dicht bij de waarheid, geloof ik. Voor de tij moet je dan kijken naar het Miller plateau, de rest is nauwelijks interessant. In die tijd loopt de gate-source spanning nauwelijks op, dus een beetje extra capaciteit daar doet niet zoveel.

Edit: schrijf ik nog niet wat ik bedoelde...

Jij zet je "snubber" in de ingang van de mosfet, toch?

Nee, zeg! Die staat tussen drain en GND - zoals bij een triac, dus.

Dus jou meting van 200+ volt verbaast me

Neem van me aan, dat het mij ook verbaast. Voeg daarbij dat ik al die capriolen met één en dezelfde FET heb uitgehaald, en dat hij nog steeds in leven is.

Meten doe ik op het koelvlak van de FET; daar is ook de belasting mee verbonden.

Op 3 januari 2012 13:07:49 schreef pros:
Mag ik besluiten, dat een snubber-netwerk een nuttige verbetering is, maar de noodzaak van een vrijloopdiode geenszins uitsluit?

Op basis van wat fabrikanten vaak doen in schakelende voedingen en andere flybacksystemen (denk ook aan TV), zou ik inderdaad zeggen dat je ze gezamenlijk kan gebruiken. Daar zitten talloze verschillende varianten van R/C/D-netwerkjes in met vergelijkbare functies.

Op 3 januari 2012 17:18:06 schreef pros:
Neem van me aan, dat het mij ook verbaast. Voeg daarbij dat ik al die capriolen met één en dezelfde FET heb uitgehaald, en dat hij nog steeds in leven is.

Absoluut, een sterk ding! Nu, ik heb hogerop al wel gelezen dat die 200V piek het gevolg was van een vrijloopdiode die stond over drain en source, dus niet over de belasting. Na verbetering van de fout was het richting 30V.

Ik bedenk me juist wat, de strooiinductie tussen de belasting en de vrijloopdiode (dus bvb de diodeaansluitdraden) vormen ook een kleine inductie welke in eerste instantie weigerend staat om de bedrijfsstroom van de inductieve last op te nemen. De spanning zal iets oplopen totdat het dumpen begint.

Overigens, andere vormen van vrijloop kunnen ook van pas komen. Naast een diode of snubber kan je ook VDR's, weerstanden, transils of combinaties zoals diode-weerstand, diode-zenerdiode enz toepassen.

Neem nu bvb. een diode-zenerdiode combinatie: je kan je clampspanning kiezen (hoe hoger de gekozen spanning, hoe sneller de piek uitgestorven is), en doordat er op een constant spanningsniveau geclampt wordt wordt de stroom lineair afgebouwd. Vdr idem dito. Snubbers worden ook makkelijker toegepast bij wisselspanningscircuits (zoals je al zei triacschakelingen), omdat daar de vlieger van vrijloopdiodes niet opgaat.
Het is fun om verschillende vrijlooptechnieken eens in de praktijk aan de tand te voelen.

- - big bang - -

In sommige gevallen kan het interessant zijn om een weerstand of zener in serie met de diode op te nemen, om de spanning over de spoel, en daarmee de dI/dt groter te maken, zodat de lading sneller afgevoerd wordt. Dat doe je dus als je de spoel zo snel mogelijk stroomloos wilt maken.

In het geval van een motor wil je dat juist niet; alle lading die je niet afvoert, hoef je de volgende PWM cyclus niet opnieuw toe te voeren, dat is alleen maar verspilling. Daarbij neemt de stroomrimpel, en daarmee de RMS stroom en dus de koperverliezen in de motor alleen maar toe, terwijl de gemiddelde stroom en daarmee het koppel constant blijft.

Op 3 januari 2012 22:35:22 schreef big bang:
..de strooiinductie tussen de belasting en de vrijloopdiode (dus bvb de diodeaansluitdraden) vormen ook een kleine inductie welke in eerste instantie weigerend staat om de bedrijfsstroom van de inductieve last op te nemen. De spanning zal iets oplopen totdat het dumpen begint.

Die parasitaire zelfinductie is er wel, maar bedraagt maar een paar nH. De zelfinductie van de weerstand is ongeveer 20uH.
De spanning over de zelfinductie van de draden is dus maar in de orde van een duizendste van de totale spanning. Ik denk daarom dat het onvoldoende is als verklaring, maar het is wel goed er even bij stil te staan.

Ik ben er nog niet helemaal uit. Ik heb de R v/d snubber verkleind naar 1Ω. Dat levert dit plaatje op:

De uitschakelpiek wordt flink gedempt, maar daarnaast wordt hij flink uitgerekt in de tijd. Het duurt zowat 1000nS, voor de spanning gestegen is van 10V tot de top.
Nu zou ik verwachten dat D1 hierdoor ruimschoots tijd krijgt om in geleiding te gaan, zodat de piek beperkt blijft tot ±11V. Om één of andere reden heeft hij daar geen zin in.
Voor alle duidelijkheid: zonder D1 stijgt de puls naar 50V. D1 doet dus wel degelijk iets, maar hij neemt er wel zijn tijd voor...

R1 begrenst de stroom, dus het kost tijd voordat L1 'ontladen' is.

Wordt je voedingsspanning omhooggedrukt?

Ter vergelijking: het gedrag zonder snubber:

Hier verlopen maar 90nS tussen het ogenblik dat de spanning op de drain opgelopen is tot 10V, en de top van de piek.

Wordt je voedingsspanning omhooggedrukt?

Dat zou ik heel raar vinden. Zodra D1 geleidt, onstaat er immers een gesloten kring: L1/R1/D1.