AGC voor meetdoeleinden

Hi,

Voor mijn 230V spanning en stroom projecten en later nog andere projecten wil ik een THD meting kunnen doen.
Hiervoor moet ik aan een 50Hz notch filter een constand signaal toevoeren en dan meet je aan de uitgang van het notch filter hoeveel AC signaal er nog over is.
Dit is een van de manieren om het te doen, ik vemoed dat met b.v. een "Blue Pill STM" controler dit ook direct met FFT software kan.
Daar de kennis mij hiervan ontbreekt, ben ik voor de anmaloge manier gegaan zodat ik met mijn houdige kennis er volledig controle over heb.

Ik wil in dit topic weer uitleggen hoe het ontwerpen van dit stukje electronica is gegaan en welke afwegingen ik heb genomen.
Door dit te bouwen heb ik in ieder geval weer een aantal zaken geleerd en ik hoop dat doot mijn uitleg jullie er ook nog wat van opsteken.

.
OK daar gaan we.
Uitgangspunt voor de besprekening van dit schema is een THD+Noise meting aan het 230V net.
Met in mijn achterhoofd voor dit schema nog andere toepassingen die ik waarschijnlijk af en toe zal aantippen.

Dit is grofweg de opset hoe het gebruikt gaat worden.
Er wordt een signaalaangeboden aan het blokje "Input Signal Conditioner" die gerelateerd is aan de 230V netspanning, dat kan vanaf een trafo wikkeling zijn of op een andere manier.
Dit is voor nu niet zo van belang voor de uitleg van de werking.
Als het niveau mooi stabiel is gemaakt door de AGC versterker dan kan dit worden toegevoerd aan het 50Hz notch filter, deze filterd dan de grondtoon (1e harmonische) uit het signaal.
Wat er dan overblijft is de Vervorming (THD) samen met de stoorsignalen.
Voor de indruk, met mijn 20jaar gebruik van de Audio Precision Analyser die een standaard knopje heeft voor het meten van de 230V,
ben ik nog nooit beneden de 1% THD+N gekomen voor de Netspanning.
Het huidige niveau tijdens dit schrijven is rond de 3% THD+N.

.
Dit is het THD+N residu van de meting die ik net gedaan heb aan de 230V netspanning met de Analyser, kijk weer niet naar de schaal, het gaat om de golfvorm.

.
Er is op het blokschema een schakelaar te zien waarmee kan worden omgeschakeld van het meten van de Netspanning of de THD+N.
Dit hangt af van mijn toepassing, het gaat er om dat de mogelijkheid aanwezig is.

Na de schakelaar komt de "Amplifier + RMS Converter" deze schakeling bespreek ik hier niet, maar deze is wel nodzakelijk maar dat komt zo nog aan bod.
De uitgang van de RMS converter gat dan naar een meetinstrument, deze kan digitaal zijn maar ook een analoog metertje, net waar ik zin in heb.

.
Dan nu het schema waar ik vanochtend aan gemeten heb en wat kleine aanpassingen gedaan zodat het werkt zoals ik het graag wil.
Het plaatje is klikbaar voor een grotere versie.

.
Regelend onderdeel
Ik had mij eerst georiënteerd op het Web en in een aantal boeken om inspiratie en kennis op te doen.
Er zijn vele manieren hoe je de versteking kan regelen, alsook hoe je de gelijkrichting van het AC signaal kan doen.
De manieren zijn ondermeer deze: Veel gebruikte Fet, een AGC versterker, Vermedigvuldiger, gewone transistor, en zoals door mij gebruikt een LDR unit.
Ook is er de optocoupler H11F1M, een leuk ding, gebruikte deze 30 jaar geleden in wat audio apparatuur bij mijn toenmalige werkgever.
Nandeel voor mij is de hoge ledstroom om een lage impedantie te halen, een van deze schakelingen moet uit batterij worden gevoed, dus daar hou ik wel rekening mee.
Nog een punt bij de H11F1 is dat de impedanties rond de AGC versterker hoger moeten worden en dat ik dan met extra condensatoren dit moet gaan compenseren.

Gemaakte keuze
Na wat metingen te hebben gedaan is de keuze gevallen op een LDR unit die veel gebruikt wordt in audio apparatuur,
dit voor dynamiek begrensing of voor klikvrij in/uit schakelen van signalen.
Voordelen bij het goed toepassen van deze units zijn dat ze vervornmings arm zijn en t.o.v. wat andere manieren de galvanische scheiding tussen het sturende en regelende element.

Dit zijn als voorbeeld twee veel gebruikte LDR units, de gene in de test setup heeft een ander type nummer dan de hier getoonde units.

.

OK, ik moest een aantal aannames gaan doen, b.v. op welk niveau ga ik levelen? dus aan de uitgang van de AGC versterker, welk AC niveau wil ik daar hebben?
De opset wou ik zo simpel mogelijk houden met niet te veel niveau verschillen en waar spanningsdelers nodig zijn hwet liefst buiten het regeldeel.
Hoe ga ik de gelijkrichting doen... dat wou ik dubbelzijdig hebben dus een enkelediode detectie (met zijn temperatuur gevoeligheid) zou ik niet voor kiezen.
Dan krijgen we de twee opamp gelijrichters schakelingen die je ook direct kan laten middelen, kan maar ik wou eigenlijk RMS gelijkrichting hebben.
Deze opamp dubbelfasige gelijkrichters hebben ook wel een nadeel, je hebt in iedere geval vrij goede opamps nodig die snel genoeg zijn,
ander treden afhankelijk van de gekozen opamps boven een paar KHz al flinke fouten op bij kleinere signalen.
Dit omdat bij die frequenties en de kleine signalen er te weinig versterking meer over is om het goed te doen.

Dus dan kom je dus snel uit bij schakelingen die daarvoor speciaal zijn ontworden, zoals de hier toegepaste AD736 van Analog Devices.
Er zijn tegenwoordig ongeveer 10 typen RMS converters waaruit je kan kiezen en kijkend naar het signaal niveau en de door mij gewenste voedingspanningen kwam de AD736 goed genoeg naar voren.

Dan het afwegen van het signaal niveau, dat kon ik mooi optimaal kiezen, de RMS converter ziet altijd het zelfde niveau!
Dus dan kan je mooi een punt kiezen in de karakteristiek die mooi breedbandig uitkomt.
Want ook de RMS converters hebben een duidelijk frequentie gevoeligheid aleen een stuk minder dan de simpele opamp dieode gelijkrichting.
Mijn niveau dat ik gekozen heb is 230mV, want dat komt mooi uit vorlgen de karakteristieken van de datasheet.

Kijk maar in het combinatie plaatje hieronder, dit laat de frequentie karakteristiek zien als je de -ingang gebruikt en in het oranje kader is te zien als je de +ingang gebruikt.
De blauwe lijn in beide grafieken geeft ongeveer het 230mV niveau aan dat ik gebrukt heb.
De trace in het oranje kader is de de frequentie karakteristiek bij gebruik van de +ingang.
Daar ik een lage uitgangs impedantie heb van de AGC opamp is de 8K ingangs impedantie geen probleem, maar je moet wel op het kantelpunt letten van de koppel condensator,
in mijn schema is dat C5 van 4uF, gebruik je een goede opamp met een lage offset dan is DC koppeling heel goed mogelijk en hier ook getest.

.
We weten nu dat 230mV aan de ingang van de RMS converter het gekozen niveau is.
Nu moeten we er nog voor zorgen dat als de netspanning varieerd de AGC versterker dit goed kan compenseren.
De versterking van de opamp hangt van de volgende onderdelen af: de feedbck weerstand R7 van 1K, R6, R5 en de weerstand van de LDR unit.

Ik ben begonnen door de LDR unit die ik wou gaan gebruiken te meten met twee multimeters, één meter leverde de 1mA LED stroom via de Diode functie
en de andere meter meette de weerstadns waarde.
Hierdoor kreeg ik de eerste indruk dat de LDR unit die ik in hande had goed bruikbaar was.
Voor iedereen die dit schema als basis gebruikt voor een eigen ontwerp, schaal de weerstanden voor de versterking voor jouw toepassing.

Mijn doel was om om minimaal rond de 150V Netspanning te kunnen meten tot rond de 260V, uiteindelijk werkt het van 110V tot 350V Netspanning.
Waarbij de laagste spanning het wat langer duurd om binnen 0,1dB te halen (1%) door de traagheid van de LDR unit.

Het regelbereik kan veel groter gemaakt worden zoals bij gebruik van audio toepassingen, maar dat is hier niet aan de orde.
Kies het bereik wat zinnig is voor de toepassing en kies de signaal niveaus over je regelende organa hier de LDR weerstand niet te hoog.

Om mooi te kunnen regelen ben ik van het volgende uitgegaan: het signaal niveau op de +ingang van de eerste opamp is bij 230V netspanning 100mV.
Voor mijn metingen kunnen jullie zien dat ik een verzwakker aan de ingang heb gemaakt zodat 2,3V RMS signaal 100mV AC aan de ingang van de opamp levert.

R5 en R6 zijn dus bepaald na wat metingen aan de LDR en welke maximale stroom ik door de LED van de LDR unit wou hebben:
Bij 230V netspanning loopt er rond de 430uA door de LED en bij 350V Netspanning is de LED stroom rond de 2mA.
De in verhouding lage weerstandswaarden zien hier met opset gebruikt, de stroom die de opamp uitgang moet leveren blijft ook bij gebruik van R7 van 1K laag omdat het niveau maar 230mV AC is, de stroom die de opamp moet leveren komt niet boven de 1mA uit.

De maximale versterking is afhankelijk van R5 en de LDR weerstand, de laagste waarde die de LDR weerstand kan bereiken en de voedingspanning van het geheel met de waarde van R4 die de LED in de LDR unit aanstuurd.
Bij 100V netspanning komt mijn testschakeling na enige tijd ook nog op de 0,00dB afwijking! het duurd dan wel wat langer.
De gekozen voedingspanning tijdens deze testen is +-10V en de uitgang van de integrator (2e opamp) is dan 7,5V DC en zit daarmee aan zijn Max.
dit i.v.m. de uitgangs commonmode van de opamp.
Je kan R4 natuurlijk lager in waarde kiezen 1K5 of zelfs 1K maar ik krijg dan meer marge dan nodig is en ook de gain van de contro loop wordt daardoor hoger wat vaak weer gecompenseert moet worden door de condensator waarden aan te gaan passen.

Dus Resumé, De LDR unit R5, R6, R7 bepalen het regelbereik van deze AGC schakeling, R4 kies je zo dat het regelbereik mogelijk is bij de gebruikte voedingspanning.
Waarschijnlijk voor één toepassing van mij wordt de voeding +-6V en dan kies ik voor R4 een waarde van 1K8.
Er is veel mogelijk met schalen van het bereik, als je het maar met zorg doet.

R1, R2 en R3 is aleen voor de groffe instelling, zoals al aangegeven in het schema zullen deze zo geschaald moeten worden dat je bij 230V netspanning ongeveer 100mV AC op de +ingang van de linker opamp hebt staan.
Dan werkt de hier aangegeven regeling binnen de opgegeven marges.

DC regel Loop
De AD736 is 1:1 dus b.v 150mV AC signaal aan de ingang, levert 150mV DC aan de uitgang.
De AD736 heeft dus twee ingangen, ik begon met het gebruik van de + ingang en dat werkte allemaal vrij goed.
Toen ik frequentie sweeps ging doen begon boven de 70KHz de grotere afwijkingen.
Kijkend naar de hierboven getoonde plaatje uit de datasheet, klopte dit.
Dus toen de breadbord setup aangepast voor sturing op in inverterende ingang, het wijze advies van Jim Williams volgend "gebruik inverterende versterker schakelingen waar mogelijk"
Daarna werd de gemeten frequentiekarakteristiek een stuk breder vlak.

Dit zijn ongeveer de verschillen tussne de twee ingangen vande AD736 en deze kunnen per chip een beetje verschillen.
Boven de 80Khz zwabbert de +ingan alle kanten op

[b]Demping     +ingang          -ingang[/b]
-0,1dB      30KHz            80KHz
-0,5dB      61KHz            140KHz
            -0,85dB 81Khz    -1dB 200KHz

De +ingang kan voor mijn 50Hz vervormings meting gewoon gebruikt worden, daar de bandbreedte ruim voldoende is.
Maar voor de andere toepassingen waarvoor ik dit schema wil gaan gebruiken is de extra bandbreedte welkom.

Er zijn voor het gebruik van de AD736 twee condensatoren nodig dat is in het schema C7 en C8, in de datasheet staan deze goed omschreven.
Deze zijn nodig voor de middeling en de RMS conversie.
Mijn toepassing is hier een beetje anders ik heb nog een middeling in het gehele schema zitten, en dat is de tijdconstante van R10, R12 en de integrator condensator C9.
C7, C8 en C9 worden waarschijnlik nog een beetje aangepast, maar ik denk dat C9 als goed op waarde is nadat ik al wat testen hiermee heb gedaan...

AC koppeling RMS Converter
In het schema is dus C5 aangebracht, maar bij mijn testschakeling zit deze condensator er niet in.
Dit kan probleemloos als de gebruikte opamp een lage offset heeft en die ook laag genoeg blijft als de LDR weerstand zijn minimale waarde heeft en de eerste opamp dus maximaal versterkt.
Gebruik je een moderne Fet opamp zoals de OPA2140 dan kan C5 uit de schakeling blijven omdat dit een lage offset Fet opamp is.
Mijn advies is hier een dual Fet opamp te gebruiken omdat de integrator schakeling dit verlangt, hoge impedantie aan pin-6 met een kleine condensator is er één van.

Integrator met de tweede opamp.
Voor het regelen hebben we een stabiele referentie nodig en deze wou ik niet direct vanuit de voedings lijnen betrekken.
Ik heb gekozen voor een LM385 1,25V IC Zener, voor de 50Hz THD+N meting, ruim voldoende stabiliteit.
De uitgangsspanning van de AD736 is dus +230mC DC en al ik dit nu mix met een tweede 230mV DC signaal maar met een tegengestelde polariteit dan kom ik op "0V" uit als het geheel binne het regelbereik van de AGC trap blijft.

Er is dus een -0,23V referentie spanning nodig, en dat doet de LM385, de 1,25V van de LM385 spanning schaal ik omlaag met R11 en R13.
De uitgangsimpedantie van deze deler is <1K en R12 is 221K dus de foutmarge is hier klein door de belasting van de R11 en R13 deler.

Deze deler met R11 en R13 kan og komen te vervallen door R12 direct aan de LM385 te knopen en dan R12 te vergroten tot 1M2.
R12 injecteerd met de hogere spanning dan weer de zelfde stroom in de inverterende ingang.

Voor het precies afregelen van het 230mV DC niveau aan de uitgang van de AD736, kan R10 of R12 een stapje kleiner gemaakt worden in waarde en dan een potmeter opnemen die er voor zorgt dat de totale waarde wat groter wordt.
Neem dan R10 215K en een 10K trimpotmeter, dat zou voldeoende regelbereik moeten geven.
De trimpot komt dan aan de ongevoelige kant en dat is de uitgang van de AD736, pin-6.

De hier getoonde schakeling kan zeer precies zijn, veel beter dan nodig is voor mijn 50Hz THD+N meting, bij 40KHz daalde de uitgang 0,01dB bij de nominale input,
laat ik de ingansspanning dalen tot 110V dan staat de meter nog steeds op 0,01dB!
Dit kot dus doordat de AD736 constant op zijn optimale niveau blijft werken.

De volgende stappen zijn de goed econdensator waarden bepalen voor C7, C8 en C9, dit samen met het aanpassen van de referentie schakeling zodat de spanningsdeler met R1 en R13 niet meer toegepast hoeft te worden.

De testsetup, het breadboard is bijna niet meer te zien, zoveel meetkabels...

.
Ik hoor graag jullie opmerkingen!

Groet,
Bram