10MHz Referentie divider

Ha Bobosje,

Wat bedoeld je met de mantelstroom van af de generator naar de bron.
Als je twee verschillende potentialen gebruikt dan heb je een vereffeningsstroom.
Met andere woorden je 10 MHz bron in de ene ruimte geaard en de meetontvanger of analyzer in een andere ruimte zonder aarde maar wel de nul (semi aarde) dan krijg je een vereffeningsstroom.
De zendamateurs noemen het een mantelstroom als er niet goed afgestraald wordt en er energie EM terug vloeit naar de zender , de elektro vakmensen noemen het potentiaalverschil een vereffeningsstroom.

Maar ik had het over de afsluiting met betrekking (en ik denk dat jij dat bedoeld) over de opmerking van @Bart777 m.b.t. de uitstraling en daar heb jij een punt.
Een hoge VSWR veroorzaakt wel degelijk uitstraling en dit zou kunnen (ver)storen andere instrumenten.
Maar zoals @FET schrijft dit zijn geen mantelstromen....

Die buffers zijn heel kwetsbaar daar heb je zeker met een beetje lengte kabel een helder punt.
En kunnen geen 21 mA leveren ook niet met een enkele sinus, maar ik begrijp de opzet van @Bart777 niet die gaat eerst een heftige blok maken met flanken van hier tot heb ik jou daar en daarna weer heftig filteren om de flank te temperen. ?

Het plaatje van @blackdog laat een filter zien van een LP 7e order Cauer filter daar wil je eigenlijk geen impuls of blok doorheen sturen.
De filters voor pulsen zijn van een andere orde vaak fase lineair maar dat maakt voor de meeste signalen niet uit behalve voor digitale laten dat nou net pulsen zijn ?
Je kunt heel mooi zien bij het filter van @blackdog die moet de Fc 20 % verder leggen beter een bandfilter gebruiken die kan je netjes op 10 MHz dimensioneren met 2 MHz bandbreedte geen problemen.
Maar en nu komt het (soms helemaal niet erg) buiten de doorlaat band heb je reflectie.
Dat kan als het om jitter gaat heel veel ellende opleveren fase modulatie die digitale poorten daar blaas je zo doorheen ontkoppeling van niets.
In het algemeen moet je een versterker ook niet achterstevoren gebruiken daarom is een juiste afsluiting van belang.
Ik zal een constant impedantie bandfilter uitrekenen en hier posten dat heeft niets te maken met een K of M- filter de onderliggende wiskunde is geheel anders.....

Groet,
Henk.

Dit is weer CO zoals ik het ken.
Van alle kanten worden kennis, inzichten en ideeën aangedragen.

De breedheid aan onderwerpen die getriggerd worden door m'n delerschakeling doen vermoeden dat er een gebrek is aan topics over elektronica.

Dus start een topic als je ergens mee bezig bent, over nadenkt of er meer van wilt weten!
CO wordt er alleen maar rijker van.

.

Op zondag 13 september 2026 21:20:09 schreef Frederick E. Terman:
[...]
Na 1960 ongeveer hebben we de 'gewone' filters die we nu kennen.
...
Neem een online calculator

FET,
Dank je voor je inzichten!
Ook dank voor de link naar Marki, die kende ik nog nog niet.

.

Op zondag 13 september 2026 22:06:08 schreef blackdog:
Het filter waar ik nu op mijn werkbank mee bezig ben, heb ik even in LT-Spice geplakt.

Ha blackdog,
Kijk ook is naar het 10MHz filter van W3NQN. Ik heb er over geschreven op CO: 10MHz harmonischen filter W3NQN.

Mijn ervaringen met dit soort filters zijn uitstekend. Dat wil zeggen, als je een meetsignaal wilt opschonen. Op scope en SA ziet het er na zo'n filter prachtig uit. Helemaal schoon.

Helaas is de kwaliteit als referentie frequentie niets verbeterd, vaker eerder verslechterd....

.

Op zondag 13 september 2026 23:06:13 schreef Bart777:
Ik zou voor een video buffer opamp gaan en daar gewoon 50Ω aan de uitgang plakken.
Voor een paar euro heb je al een tot 700MHz en hele lage vervorming.
De opa693 is van 25jaar geleden en inmiddels zullen er wel meer soortgelijke zijn.
Bijv. dual opa2356, 3 euro.

Ik heb uitstekende ervaringen met LM7171 en LT1363.
Probleem met dit soort opamps is dat ze niet tegelijk een grote uitsturing in lage impedanties én een lage vervorming kunnen hebben. Deze opamps hebben een goede balans bij voedingsspanningen vanaf 12V. Je haalt dan een vrij schone 2Vtt in 50Ω
Zie de uitgangsbuffers van mijn 10MHz Masterclock (schema)

Later heb ik dat LM7171+trafo uitgangstrapje nog wat verder geoptimaliseerd: Optimaliseren uitgangsimpedantie en reflectiedemping van 10MHz uitgang.

De voeding van 5V is eigenlijk te laag wil je 1V rms uit hebben.

Ook voor opamps is 5V dus te laag.
Overigens is 1Vrms niet nodig, dat maakt het wat makkelijker.
Voor een 10MHz ref is een optimaal gemiddelde waarde 2Vtt / 0,71Vrms in 50Ω / +10dBm. Daar kunnen zo ongeveer alle Ref ingangen mee uit de voeten.

.

Op maandag 14 september 2026 00:43:02 schreef Bobosje:
Voor wat betreft de uitgangsbuffers 74AHCU04.
Ik zou per buffer nooit meer dan ca. 8mA source/sink current laten leveren. Nu is dat zo'n 21mA per buffer (bij 50 Ohm terminatie) terwijl de absolute limit bij 25mA ligt. Niet prettig voor de buffers... laat staan bij een sluiting aan de uitgang.

Netjes nagerekend . Ik kwam op 22mA bij DC
Maar bedenk dat het geen DC is, maar een wisselspannanning met 50% puls/pauze ratio. Die 22mA loopt dus maar de halve tijd. 11mA gemiddeld is niet veel meer dan de recommended operating condition van 8mA uit de datasheet. En ver onder de maximale 25mA uit dezelfde datasheet.

In de praktijk draait de Ref divider probleemloos dagen lang met beide uitgangen 50Ω afgesloten. IC1 wordt er niet warm van.

Ook kortgesloten uitgangen heb ik getest. Een nachtje beide uitgangen kortgesloten bleek probleemloos.

groet, Gertjan.

Gertjan,

eens, dat het weer een boeiende discussie is geworden. Fijn dat je nog even de W3NQN filters aanhaalt. Wat er al is, hoeft niet opnieuw uitgevonden te worden...............!

Wat de "straling" betreft met ongewenste effecten. Eerlijk gezegd nooit veel van gemerkt. Ik gebruik korte kabels, meest RG-223, soms /U.

Persoonlijk zou ik me wat meer druk maken over faseverschuivingen door de gebrekkige onderlinge isolatie in een verdeelversterker. Iets waar electron920 ook veel aandacht aan besteedt in zijn ontwerpen.

Gr. N.

Op maandag 14 september 2026 04:20:59 schreef electron920:
[...]
Ik zal een constant impedantie bandfilter uitrekenen en hier posten dat heeft niets te maken met een K of M- filter de onderliggende wiskunde is geheel anders.....

Ha electron920,

Ben benieuwd.

Het W3NQN 10MHz filter topic nog eens nalezend, kwam ik deze post van je tegen.
Je laat daar een Chebyshev type I filter zien. Mogelijk heb je je huiswerk toen al gemaakt?

groet, Gertjan.

Een ander interessant fenomeen, dat ik in dit kader nog zou willen noemen is, dat niet elke meetzender goed overweg kan met het aangeboden -meest- 10 MHz synchronisatie-signaal. Mijn -toch niet onaardige SMG van R&S- heeft er duidelijk moeite mee. Achter de komma, pardon punt, gaat het mis. Een mooi voorbeeld van "Stable but not accurate". Mijn HP3335A heeft er absoluut geen moeite mee, mijn HP8657A ietsje meer.

Bron: HP58503A, 24x7

Gr. N.

Per abuis over Counter gesproken, m.z. Meetzender (sri)

Op maandag 14 september 2026 10:32:46 schreef NKHteB:
[...]Persoonlijk zou ik me wat meer druk maken over faseverschuivingen door de gebrekkige onderlinge isolatie in een verdeelversterker. Iets waar electron920 ook veel aandacht aan besteedt in zijn ontwerpen.

Ha NKHteB,

Helemaal met je eens!
Hoge onderlinge isolatie is ook een belangrijke reden dat ik er voorstander van ben om voor elke uitgang van een distributieversterker een aparte versterkertrap te gebruiken.

Niet alleen vanwege die faseverschuivingen, maar ook omdat er apparaten zijn die een gecombineerde referentie in- en uitgang hebben. En bij interne ref die eigen frequentie terug de kabel in duwen...

Ik heb daaraan gemeten bij het ontwerpen van mijn masterclock. (vier aparte LM7171 + trafo uitgangen)
Overspraak van geïnjecteerd signaal op 1 uitgang naar andere uitgangen was -75dB.

Ik heb daar ook naar gekeken toen ik een Extron video distributie versterker ombouwde voor 10MHz distributie. Die Extron heeft één versterker voor 6 uitgangen. Het hele verhaal op CO: Isolatie demping tussen de uitgangen van de Extron CVDA

Daar bleek de demping tussen uitgangen slechts 38dB, en veel minder voor harmonischen.
Ik laat daar ook spectra zien van wat er gebeurt als een ander apparaat een "net geen" 10MHz terug de versterker in duwt. En een vergelijkende meting hoe dat er uit ziet bij de Masterclock. (met z'n aparte versterkers)

groet! Gertjan.

Op maandag 14 september 2026 10:01:05 schreef miedema:
Netjes nagerekend . Ik kwam op 22mA bij DC
Maar bedenk dat het geen DC is, maar een wisselspannanning met 50% puls/pauze ratio. Die 22mA loopt dus maar de halve tijd. 11mA gemiddeld is niet veel meer dan de recommended operating condition van 8mA uit de datasheet. En ver onder de maximale 25mA uit dezelfde datasheet.

In de praktijk draait de Ref divider probleemloos dagen lang met beide uitgangen 50Ω afgesloten. IC1 wordt er niet warm van.

Ook kortgesloten uitgangen heb ik getest. Een nachtje beide uitgangen kortgesloten bleek probleemloos.

Het IC als geheel zal er van buiten niet warm door worden maar de metal / silicon tracks en de CMOS channels van de buffer zullen wel in temp stijgen en hebben er zwaar onder te lijden bij 21mA. Die 25mA zijn de limiting values van het IC die kun je niet door de dutycycle delen (zou 1A met een duty-cycle van 2,5% kunnen?)
Persoonlijk blijf ik bij de recommended Iol/Ioh van 8mA en neem meerdere buffers parallel om 50 Ohm aan te kunnen sturen zonder de buffers tegen het randje van de spec. te gebruiken.

Ha NKHteB,

Dat zijn echte tellers mooi om te zien dat het allemaal nog goed werkt na al die jaren.
Wat je aangeef is een goed praktijk voorbeeld waarom (het gezeur) over harmonische onderdrukking belangrijk kan zijn.
Dit is zeker het geval bij breedbandige ingangstrappen zoals bij de counter je kunt de nauwkeurigheid van een counter zeker verhogen door een los filter te gebruiken.
Dit filter werkt de ruis veraf weg onafhankelijk van de laagdoorlaat (integratie) werking van de gatetijd.
Maar dat is jou bekend ik meen me nog te herinneren dat je dit al eens hebt aangedragen...

Ik heb veel metingen met de TinyGTC gedaan hele bijzondere voor een teller en dat valt niet tegen maar is ook niet het summum als ontwerp.
Het grootste probleem bij elke counter is de comparator het vast leggen van het triggerpunt, de hysterese, en DC offset.
Dat valt voor lange metingen 40 uur en langer een beetje tegen en moet je tussen tijds opnieuw kalibreren.
Ik doe dit automatisch in mijn programma.
Maar ik zal er een draadje over starten ben best wel benieuwd wat de ervaring van andere gebruikers is ik koop er een tweede bij die laat ik parallel werken voor I,Q cross correlatie.

Terug naar de 10 MHz het topic van delers en verdelers

Groet,
Henk.

@electron920 e.a.

Sorry Henk en anderen, dat ik jullie op het verkeerde been heb gezet in mijn berichtje hiervoor over de SMG van R&S. Deze muts (leeftijd !) heeft per abuis in eerste instantie Counter geschreven, in plaats van Meetzender, wat de SMG is (inmiddels gecorrigeerd). Deze heeft dus het probleem, dat hij geen exacte 10 MHz maakt van het 10 MHz referentiesignaal. Volgens mij hebben we dat al een keer eerder gememoreerd, maar ik kan het niet terugvinden.

Jouw reactie kwam pas een half uur geleden echt binnen in mijn bovenkamer (leeftijd II). Natuurlijk heb je gelijk met de filtering van het ingangssignaal, doe ik ook als het even nauw luistert. Maar het ging dus over de frequentie-opwekking in de SMG. Mijn andere HP Meetzenders kunnen er, zoals ik schreef, wel mee overweg.

Nogmaals mea culpa.

Gr. N.

Op maandag 14 september 2026 00:33:00 schreef Bobosje:
[...] waardoor of hoe ontstaat dan de mantelstroom langs de buitenzijde van de mantel?

Een populaire (maar natuurlijk onbedoelde!) methode is het voeden van een symmetrische antenne (een draaddipool, bijvoorbeeld) met een coaxkabel.
In het algemeen, door het aansluiten van de coax op een bron of belasting die niet met zijn ene kant keihard 'nul is', maar een impedantie t.o.v. massa heeft.

--

Op maandag 14 september 2026 04:20:59 schreef electron920:
Een hoge VSWR veroorzaakt wel degelijk uitstraling en dit zou kunnen (ver)storen andere instrumenten.

Nee.
VSWR is de verhouding tussen de hoogste en laagste spanning die op een (voldoend lange) transmissielijn voorkomt; voor de stroom is die verhouding trouwens hetzelfde (maar zijn max en min verwisseld). Dat heeft niets met onbalans c.q. mantelstroom te maken, en dus niets met uitstraling.

Hooguit zou je kunnen zeggen dat, áls een kabel wil stralen (door welke ándere oorzaak ook), hij dat iets meer kan doen als de SWR hoog is, omdat er dan plaatsen zijn waar de stroom of de spanning hoger is dan 'normaal' (= bij aanpassing).
Ook zal dezelfde kabel op hogere frequenties 'beter' stralen, doordat de 'gaten' daar groter zijn t.o.v. de golflengte.

--

Ik zal een constant impedantie bandfilter uitrekenen en hier posten dat heeft niets te maken met een K of M- filter de onderliggende wiskunde is geheel anders

Ik kwam op de constant-K en M-derived secties door de opmerking van @miedema. Ze doen verder niet ter zake nu.

Een 'gewoon' filter laat de gewenste frequenties door en reflecteert de ongewenste terug naar de bron. Het filter kan immers niet dissiperen: er zitten geen weerstanden in.
Een 'constant impedance' filter heeft wél weerstanden, en zal de ongewenste frequenties niet reflecteren, maar dissiperen. De bron ziet dan dus niet alleen in de doorlaatband(en), maar ook in de stopband(en) een reële impedantie. Bij handig ontwerp kan die impedantie constant zijn over de hele band.
Meestal wordt gewoon een diplexer gebruikt, die de frequenties in de nodige banden splitst. De uitgangen voor de stopband(en) worden eenvoudig afgesloten met een weerstand.
Het voorbeeldschema (laagdoorlaat) is van een 2m/70cm butterworth-diplexer (en van voor ons huidige doel onnodig hoge orde), maar maakt het idee duidelijk. De ingang is op elke frequentie 50 ohm - als de belasting dat in de doorlaatband ook is, uiteraard.

NB: als je googelt op 'diplexer' krijg je waarschijnlijk een verkeerd schema of ontwerpvoorschrift. Je moet de filters niet ontwerpen voor symmetrische in-uit, maar 'singly terminated'. Zie een paar Electrons geleden.

e: Een eenvoudige MF-diplexer (banddoorlaat) vind je o.a. hier. MF gaat erdoor, alles eronder en erboven gaat naar de weerstandjes. Lijkt me hier ook goed bruikbaar.
B=bandbreedte; overdrijf (onderdrijf?) het niet .

Ook dit is dus weer een 'constant-impedance filter'.

maar ik begrijp de opzet van @Bart777 niet die gaat eerst een heftige blok maken met flanken van hier tot heb ik jou daar en daarna weer heftig filteren om de flank te temperen. ?

Het is in de contekst van FET's filtervoorstel om te laten zien dat er niets ringelt.

Probleem met dit soort opamps is dat ze niet tegelijk een grote uitsturing in lage impedanties én een lage vervorming kunnen hebben.

De OPA2356 heeft aan single 5V genoeg voor zijn specs die echter bij een 200 Ω afsluit weerstand zijn genomen.
De zwaai mag 4V tt zijn wat overeenkomt met 0,7V rms.
Neem er 2 parallel ieder met 100 Ω die geen 50 Ω belasting zien maar 100 Ω en dus ieder 200 Ω afsluit weerstand zien. Of neem er 4, er zal vast wel iets zijn waardoor het niet kan.

En daar heb je het al : vervorming is gemeten bij 2Vpp dus dan maar stroom trekken en omhoog transformeren. Of neem de aanbevolen belasting capaciteit. 2pf bij 100 Ω. Je wordt er allemaal niet vrolijk van.

Ik wens je veel succes met wat het ook wordt.

[Bericht gewijzigd door Bart777 op maandag 14 september 2026 22:39:49 (13%)]

Ha Frederick E. Terman,

Ik kan je verzekeren dat een transmissielijn die niet goed afgesloten is meer egress vertoond.
Deze misaanpassing kan veroorzaakt worden door een losse connector of corrosie zeg maar een halfgeleider.
Ik heb in de 70e jaren heel wat kabels voor ons in Delft bij de NKF gemeten Frequency Domain Reflectometry (FDR).....
Maar voor mijn gevoel iets te ver van het topic misschien een ander draadje dit is trouwens een mooi onderwerp voor de V.E.R.O.N want daar waar egress is.... is er vaak ook ingress over zonepanelen gesproken.

Ik denk dat het filter onderwerp beter bij dit topic past naar aanleiding van @blackdog was mijn voorstel waarom gebruik je een laagdoorlaat filter dan moet je 20 % inleveren op de Fc ?
En ik geloof het tweede punt kwam van @Bart777 dat weet ik niet helemaal zeker...

Het duplex filter wat @FET laat zien is prima bruikbaar maar ook net als bij alle LPF moet 20 % of meer inleveren.
En al deze filters hebben als nadeel dat buiten de doorlaatband zijn ze veelal openklemmen vertonen dit is mooi te zien op de plot van @blackdog daar gaat de reflectie stijl omhoog.
Is dit een probleem zeker niet in alle situaties maar je kunt deze filters met de verwachting dat je twee keer de stop demping verkrijg helaas niet gebruiken...

De moderne filter theorie gaat uit van de wet van dualiteit het filter zoals ik die gebruik bestaat uit 2 takken.
De transmissietak (Serietak): Dit is het eigenlijke filter pad dat de gewenste frequenties doorlaat naar de uitgang.
De absorptietak (Parallel-tak): Dit pad leid het signaal naar een interne dummy load 50 Ω weerstanden.
De magische werking zit in de wiskundige dualiteit tussen deze twee takken.

De componenten zijn via de karakteristieke impedantie Z0 zo aan elkaar gekoppeld dat de genormaliseerde ingangsimpedantie van de serietak (X serie) exact het inverse (de duale vorm) is van de parallel-tak (X parallel).
Wiskundig geldt over het gehele frequentiespectrum: L serie / C parallel = Z0^2 en L parallel / C serie = Z0^2

Waarom de reflectie S11 altijd laag blijft als we de ingangsimpedantie van het totale netwerk uitrekenen, zien we dat de ingangsadmittantie (Y in = 1/Zin de som is van de twee takken. Door de perfecte dualiteit heft de reactantie (het inductieve of capacitieve gedrag) van de serietak de reactantie van de parallel-tak op elke willekeurige frequentie exact op.
Het resultaat is dat de ingangsimpedantie over het hele spectrum constant blijft: Zin(f) ≈ Z0=50 Ω
Vullen we dit in bij de reflectiecoëfficiënt, dan zien we waarom (S11) zo diep wegzakt: Gamma = 50-50 / 50+50}=0 -----> S11=20 log10(o)=- ∞ dB .
Tot zover de onderliggende wiskunde voor deze topologie, is dit dan de heilige graal zeker niet zoals met alles is er ook hier een keerzijde de dualiteit...
De nauwkeurigheid van de componenten is uiterst belangrijk dat moge duidelijk zijn maar het voordeel is er zeker.
In mijn ontwerp van de CO ontvanger gebruik ik afstembare bandfilters volgens dit principe van 100 kHz tot 50 MHz 7 stuks dit betekend waar je in het frequentie spectrum afstem overal aan de ingang is de reflectiedemping > 24 dB.
Overigens wat betekend dat dan 7 filters over dat gebied ? nou 56 filters volgens Brand of Brend ??

Mijn voorstel voor de projecten van een enkele frequentie gebruik een bandfilter op 10 MHz 2 MHz bandbreedte en een zo min mogelijk polen.
Heel veel ontwerpers hebben het idee dat als een 3 pool filter net aan is dan nemen voor de zekerheid een 5 pool filter niet dus...
Ik heb een filter uitgerekend met de volgende condities in/uit 50 Ω center frequentie 10 MHz bandbreedte 2 MHz 3e orde BPF reflectiearm componenten standaard E24 Ql = 45 tolerantie L = 2 tolerantie C = 5
BPF 10 MHz

Zodra je toleranties (afwijkingen) introduceert, raakt de perfecte wiskundige balans (X serie) = (X parallel) lokaal verstoord.
Hierdoor zie je in de zalmroze wolk de S11 iets omhoog kruipen (minder ideale absorptie), omdat de ingangsimpedantie op die punten heel licht afwijkt van exact 50 Ω .
Zooo mijn inbreng is veel te groot denk ik sorry dan het schema en de componenten in de volgende inbreng....
Groet,
Henk.

Op maandag 14 september 2026 20:17:38 schreef Frederick E. Terman:
Een populaire (maar natuurlijk onbedoelde!) methode is het voeden van een symmetrische antenne (een draaddipool, bijvoorbeeld) met een coaxkabel.
In het algemeen, door het aansluiten van de coax op een bron of belasting die niet met zijn ene kant keihard 'nul is', maar een impedantie t.o.v. massa heeft.

Een beetje offtopic...
De symmetrische antenne vormt toch een grote misaanpassing (hoge VSWR) op het coax aansluitpunt?
Als de symmetrische antenne wordt vervangen door een correcte coax afsluit impedantie (niet geaard) zou de coax mantel (aan de buitenzijde door RF skin effect) dan net zo hard blijven stralen?

Ha Bobosje,

Heb je geen Shielded Sniffer Box of een lekkage-testbox dan kan je een experiment doen....
Gebruik de Line Injection / triaxial methode Ik denk dat @heer miedema of @blackdog (zin en tijd) dit zeker kunnen meten.
Zo'n doos is redelijk snel gebouwd dan kan je het resultaat zichtbaar makken bij een niet juiste afsluiting (buiken en knopen) kan je het volgen.
Dit is het principe van een antenne reflectie elektronen in je materiaal in extase brengen spin rotatie dan krijg je twee haaks op elkaar staande velden (Orthogonaal) dat noemen we een Foton.
In je kabel gebeurt ook zo iets je moet niet vergeten de elektronicus spreekt van stroom en spanning (macro wereld) maar de fysicus spreekt van quanta dat kan niet kleiner in onze dimensie,....

@heer miedema,

Toch maar even de componenten van het @blackdog filter maar dan een 3 pool geen 7 pool veel te complex niet nodig.
En bij een standaard laagdoorlaat filter heb 1 MHz verder 0 dB reflectie demping.

============================================================
TRUE MORGAN ABSORPTIVE FILTER DESIGNER
============================================================
Kies filtertype [LPF / HPF / BPF / BSF]: LPF
Kies de orde [3 / 5 / 7]: 3
Voer de systeemimpedantie in (Ohm): 50
Voer afsnijfrequentie in (MHz): 12
Kies E-reeks [E12 / E24 / E96]: E24
Q-factor spoelen [Enter = perfect]: 45
Tolerantie L (%): 2
Tolerantie C (%): 5
Aantal Monte Carlo runs [Enter = 100]: 100
X-as schaal [LIN / LOG]: log
Y-as weergave [Standaard = enter / Zoom (2 dB/div) = 2]: 10
-> Spoel (L) (uH) [Ideaal: 0.66 | Suggestie E24: 0.68 (+2.5%) -> Enter=OK]:
-> Condensator (C) (pF) [Ideaal: 272.00 | Suggestie E24: 270.00 (-0.7%) -> Enter=OK]:

============================================================
DEFINITIEF COMPONENTEN OVERZICHT (IN SHELL)
============================================================
* L : 0.68 uH
* C : 270.00 pF
* Interne Weerstanden R : 50.0 Ohm

============================================================
EXACTE S-PARAMETER TABELWAARDEN
============================================================
Frequentie (MHz) | S21 (Transmissie) | S11 (Reflectie)
------------------------------------------------------------
12.028 | -3.49 dB | -36.70 dB

============================================================
[Succes] Dataset opgeslagen als: 'filter_export_data.csv'
============================================================
Tekening volgt nog daar heb ik nu geen puff meer voor.....

Ik heb in mijn programma zoveel mogelijke relevante invoer parameters en ook in de uitvoer.
Als je een routine ontwerp waarbij je de componenten schaalt naar een E reeks kom je gigantische problemen tegen bij een duaal topologie je Xl = Xc = 50 Ω dus een condensator omhoog in de E24 of E12 reeks betekend een L die misschien wel twee stappen verandert moet worden.
Ik reken en simuleer altijd met mijn eigen parameters ik kan mijn condensatoren testen van 10 kHz tot 1 GHz het zelfde voor de spoelen en weerstanden....
Groet,
Henk.

Filters:

Conceptueel vertellen FET en Henk hetzelfde:
Twee (met elkaar verweven) filters parallel. Eentje met de gewenste doorlaat curve, de andere met de reciproque curve daarvan. De output van dat 2e filter is afgesloten met een load met karakteristieke impedantie.

Daardoor constante ingangsimpedantie over het hele frequentiebereik.
Als je het slim doet ook constante uitgangsimpedantie.

Een interessant idee dat ik nog niet kende.
Dus dank beiden!

groet, Gertjan.

Ha heer miedema,

Hierbij het schema van een bandfilter 10 MHz

ik kan indien gewenst ook het LPF tekenen.
Om dit soort technieken goed toe te passen is enige ervaring op zijn plaats d.w.z. soms zal je gebruik moeten maken van gimmick componenten (zelf maken)
En in enkele situaties is het wenselijk om te transformeren (Norton) maar dit geldt met bijna alle genormeerde filtertopologie.....

Groet,
Henk.

Ha electron920,

Dank je voor het schema! Inderdaad mooi symmetrisch.
Componenten waarden lijken me vrij probleemloos.

Ben inderdaad ook wel benieuwd naar het schema van het 10MHz low pass filter.

groet! Gertjan.

Leuke discussie dit!

Ik gebruik normaal eigenlijk altijd een standaard Chebyshev LPF.
Dat is eigenlijk altijd wel voldoende, eventueel met wat broodnodig tweeken.
En dat is dan meestal het optimaliseren van de reflectiedemping op de gewenste frequentie.
Ook gebruik ik altijd de Marki microwave calculator maar met de berekende waarden en niet de standaard reeks.
Dat deed ik in het begin wel maar dat gaf onvoorspelbaar slechtere resultaten.
Een fijne toevoeging is dat je, sinds 3/4 jaar denk ik, ook de Q in kunt vullen.
Sowieso documenteer ik tijdens experimenten welke componenten (reel of bakje) ik gebruik.
Door schade en schande wijs geworden.....

Maar deze voor mij nieuwe benadering, is wellicht niet noodzakelijk of zelfs wat overkill voor mijn/ons doel, staat me veel meer aan.
Ik ben benieuwd of een LPF ook eenvoudiger qua constructie wordt, uitgaande van een oscillator direct op 10 MHz is een LPF afdoende.
Is hier software voor om dit type filter meteen te berekenen? Ik kon het zo snel niet vinden.

Groeten Eric.

Ha heer miedema,

Hierbij het LPF 12 MHz dit is krap -1,79 dB op 100 MHz vandaar mijn idee voor @blackdog als je een enkele frequentie wil selecteren kan je beter een BPF gebruiken.
Dan heb je alleen de tussenschakel demping maar geen last van de skew (symmetrie van de flank)....

@pe1mix,

Hierbij het LPF..

Dit is recht toe recht aan en dus veel minder onderdelen zoals bij elk bandfilter het geval is de twee serie spoelen en parallel condensatoren is om de symmetrie lijn aan te geven dit wordt er een.
De keuze voor zo'n filter is jou wel bekend @FET geeft als voorbeeld de authentieke uitvoering en daar is niets mis mee.
Maar aan een contant impedantie netwerk zitten heel veel voordelen die je zo een twee drie niet in de gaten hebt niet alleen de amplitude frequentie karakteristiek is belangrijk.
Ook de fase stabiliteit en bij meerdere signalen de groepenlooptijd ik heb in mijn berekening 100 MC events gebruikt dit kan je zien aan de blauwe lijn.
Deze is wat wollig dat is net als bij een ooghoogte meting de afwijking in het tijd domein, dit kan betekenen dat er bij snelle signalen jitter op de flank van je data sample (bit) optreed....

Als radio enthousiast heb je hier geen last van de signalen zijn qua tempo als een slak. ?
Maar ik het high end telecom gebeuren is dit heel belangrijk een goede oscillator en stabiel kan door een verkeerd filter onder uit worden gehaald....

Ik ben nog bezig het programma verder te ontwikkelen, ik weet niet of er iets te verkrijgen is al dan niet te koop ik werk met mathcad en maxima.
Als ik het programma uitontwikkeld heb en er een gebruikers vriendelijk uitvoering van heb zodat je ook niet eerst mathcad moet kopen dan stel ik het b.v.b. via CO beschikbaar....

Groet,
Henk.

Hi Henk,

Ik heb je filter even in LT-Spice gegooid en er kwam het volgende uit.
Dit is niet helemaal wat ik verwacht had, het -3dB punt ligt heel ergens anders.

Zie ik iets over het hoofd?

Groet,
Bram

Op maandag 14 september 2026 22:19:40 schreef electron920:
Ik kan je verzekeren dat een transmissielijn die niet goed afgesloten is meer egress vertoond.
Deze misaanpassing kan veroorzaakt worden door een losse connector of corrosie zeg maar een halfgeleider.

Zelfs als je het 'egress' noemt (de vakman spreekt van 'lek') wordt die nog steeds niet door een misaanpassing veroorzaakt. Gelukkig zeg je dat nu zelf ook.
Overigens kan een misaanpassing net zo goed de (al bestaande) lek vermínderen. Een korte kabel met 'magnetische' lek zal minder stralen bij een hogere afsluitweerstand dan bij een correcte aanpassing (bedenk zelf waarom), et cetera.

En al deze filters hebben als nadeel dat buiten de doorlaatband zijn ze veelal openklemmen vertonen dit is mooi te zien op de plot van @blackdog daar gaat de reflectie stijl omhoog.

Het diplexer-filter en de Engelse variant zijn beide constante-impedantiefilters en geven dus bij normale afsluiting geen reflectie op de ingang.
Beide worden trouwens genoemd in het boek van Morgan.

De moderne filter theorie gaat uit van de wet van dualiteit het filter zoals ik die gebruik bestaat uit 2 takken.
De transmissietak (Serietak): Dit is het eigenlijke filter pad dat de gewenste frequenties doorlaat naar de uitgang.
De absorptietak (Parallel-tak): Dit pad leid het signaal naar een interne dummy load 50 Ω weerstanden.
De magische werking zit in de wiskundige dualiteit tussen deze twee takken.

Je bedoelt: de in Morgan, Matthew A - Reflectionless Filters (dat zijn constante-impedantiefilters) besproken filters.

Op maandag 14 september 2026 22:51:20 schreef Bobosje:
De symmetrische antenne vormt toch een grote misaanpassing (hoge VSWR) op het coax aansluitpunt?

Nee; een resonante halvegolf-dipool in de 'vrije ruimte' is zo'n 70 ohm; op een realistische hoogte boven aarde zal het dichter bij 50 ohm liggen. In alle gevallen een vrijwel ideale impedantie-aanpassing en dus een prima SWR - maar geen sym/asym-aanpassing.

Als de symmetrische antenne wordt vervangen door een correcte coax afsluit impedantie (niet geaard) zou de coax mantel (aan de buitenzijde door RF skin effect) dan net zo hard blijven stralen?

Nee; als je een 'zwevende' weerstand op een correct gevoede coax aansluit zal de balans tussen de stromen door binnenader en buitenmantel in orde blijven - de stroom kan immers nergens anders heen.

Op dinsdag 15 september 2026 14:18:06 schreef electron920:
Ha heer miedema,
Hierbij het schema van een [Morgan-]bandfilter 10 MHz

Ik zie dat je de fout in je schema inmiddels hebt gecorrigeerd.

De keuze voor zo'n filter is jou wel bekend @FET geeft als voorbeeld de authentieke uitvoering en daar is niets mis mee.
Maar aan een contant impedantie netwerk zitten heel veel voordelen die je zo een twee drie niet in de gaten hebt niet alleen de amplitude frequentie karakteristiek is belangrijk.

Het schemaatje uit de Engelse link die ik gaf is ook constante impedantie (net als het 'gewone' diplexerfilter er vlak boven).
Dat eenvoudige filtertje komt dan ook gewoon in het boek van Morgan voor, o.a. in figuur 10.10:

bron: Morgan, Matthew A - Reflectionless Filters
(bevat ontwerpformules en -tabellen)

--
@Bram: bij mij komt het 3dB-punt op ca. 7,72 MHz te liggen inderdaad.

Op dinsdag 15 september 2026 20:46:41 schreef Frederick E. Terman:
[...]
Nee; een resonante halvegolf-dipool in de 'vrije ruimte' is zo'n 70 ohm; op een realistische hoogte boven aarde zal het dichter bij 50 ohm liggen. In alle gevallen een vrijwel ideale impedantie-aanpassing en dus een prima SWR - maar geen sym/asym-aanpassing.
[...]
Nee; als je een 'zwevende' weerstand op een correct gevoede coax aansluit zal de balans tussen de stromen door binnenader en buitenmantel in orde blijven - de stroom kan immers nergens anders heen.

Het ontstaan van de mantelstroom aan de buitenzijde van de coax wordt getriggerd door een impedantie sprong (mismatch t.o.v. de coax impedantie) hoe klein of groot deze mismatch ook is. Zolang de coax zijn eigen impedantie ziet zal alle stroom inderdaad binnen de coax blijven.

Als men het voor elkaar zou krijgen om een resonante halvegolf-dipool zeer hoog boven het aard oppervlak (weg van alle omgevings invloeden) een resistieve impedantie te geven gelijk aan de karakteristieke impedantie van de coax dan betwijfel ik sterk dat er nog mantelstroom aan de buitenzijde van de coax ontstaat.

Ha Bobosje,

Nog steeds niet uitgedacht dat is de juiste insteek niet zo maar nog van mij nog van @FET of van een ader iets aannemen.
Dat is wetenschap probeer het van alle kanten te benaderen niet alleen in de hoek van radio amateur.
Maar......... ik heb geen tijd het is puur toeval dat ik voor mijn project deze filters gebruik.
Zo'n jaar of 10 geleden mee begonnen de CO ontvanger daar zitten er 7 in variabel met een bandbreedte van 200 kHz om die kwaliteit te bereiken heb voor die zelfde amateurbands 57 filters nodig ?
Om het idee voor @blackdog te helpen mijn inbreng doe er je licht mee op....
Wat is het grote nadeel van een duplex ik gebruik ook wel eens een triplexer er ontstaat een rabbit ear dat geeft de mate van ontkoppeling aan die is slecht daarom @heer miedema weet hier alles van om een Nobel filter correctie te gebruiken....
Wat is er op het crossover punt slecht de aanpassing en daar gebruik je nu net een constant impedantie filter voor......
Als je meer hierover wil weten de topologie naam staat boven mijn plot....

@blackdog,

Ik heb je filter even in LT-Spice gegooid en er kwam het volgende uit.
Dit is niet helemaal wat ik verwacht had, het -3dB punt ligt heel ergens anders.

Zie ik iets over het hoofd?
Misschien de Q van de componenten met name de spoel in jou Marki simulatie reken je met een ∞ Q !
Met zo'n constant resistance (complex dus impedantie) bereik je ik denk 20 dB dus die theoretische waarde uit de tekenmachine ga je nooit bereiken....
Maar.... let op dit is een 3e orde ik dacht dat jij een 7e orde liet zien ?
En belangrijk waar is je referentie EMK van je bron......

Ik ga alleen door zo n en dan met mijn programma dat zal ik dan overleggen met de moderators of dat ergens gepost kan worden....
Ok hier wil ik de filters maar bij laten of er moet een echte vraag komen.

De tweede vraag dat is degene die jouw bezighoud en het verlengde heb ik voorgesteld probeer te meten een RF clamp is niet zo ingewikkeld.
En een 4 Watt zender ook niet dan kan je met een diode detector en een DC meter prima meten....
Maar ook daar zal ik moeten afhaken van wege tijd en voor mij niet zo interessant meer.
Ik denk dat ik in de 70e jaren ingehuurd door NKF te Delft geen idee laat ik voorzichtig zijn 5000 km heb gemeten, toen moest het door PTT aan zeer strenge eisen voldoen.
Ik denk dat ik nog test rapporten heb uitstraling m.b.t. de misaanpassing en de over spraak in het kabel bed...
In ons vakgebied heet het egress en ingress ik denk daar gaat het zo zeer om de radio amateur noemt uitstraling een lek wees voorzichtig een lek komt per definitie door een beschadiging.
Mijn JSDU ingress analyzer (staat er op) en de HP Agilent het zelfde.

Heel mooi te zien dat voor laag waar je geen lengte kan creëren30 km of zo de kabel zo lek is als een mandje waar komt die uitstraling vandaan wat is de physics er achter?
Ik kan wel uitleggen waarom er dit effect ontstaat maar dan kan ik net zo goed uitleggen waarom het ene materiaal glimt en het andere materiaal dof blijft.....

Groet,
Henk.

RE : NKHteB

Een ander interessant fenomeen, dat ik in dit kader nog zou willen noemen is, dat niet elke meetzender goed overweg kan met het aangeboden -meest- 10 MHz synchronisatie-signaal. Mijn -toch niet onaardige SMG van R&S- heeft er duidelijk moeite mee. Achter de komma, pardon punt, gaat het mis. Een mooi voorbeeld van "Stable but not accurate". Mijn HP3335A heeft er absoluut geen moeite mee, mijn HP8657A ietsje meer

Gelukkig kan ik dit niet bevestigen.

Zie mijn combinatie van een antieke (ex PTT) HP5315B teller (met optie #3 : C ingang tot 1 GHz) met een Rohde en Schwarz Meetzender SMX uit begin tachtiger jaren (het kleine zusje van de Rohde en Schwarz SMG), ca. midden 1990.

De HP meetzender wordt als "master " gebruikt : 10 MHz oscillator signaal uit.
De R&S SMG meetzender als "Slave".
De master /slave rol kan omgekeerd worden: voor de HP door een interne jumper om te zetten;
Voor de R&S SMX met een simpel commando op het toetsen bord ( "EXT").

Werkt vlekkeloos in het volledige regime van beide apparaten : tot 1.001 GHz.

De nieuwere R&S SMG meetzender kan blijkbaar ingesteld worden voor een 5 of 10 MHz referentie signaal.
Vreemd dat deze R&S SMG dan niet locked terwijl de oudere R&S SMX wel goed werkt met een veel oudere HP 5315B Teller??

Beste Redguuz,

dank voor je reactie. Misschien een misverstand. De SMG locked wel degelijk, tot 1 GHz perfect. Tot op de Hz nauwkeurig. En zo stabiel als wat.
Maar wat ik in het plaatje laat zien, is ver achter de komma (of punt). Verwarrend toch die Amerikaanse notatiewijze.

Gr. N.