De bouw van een boostconverter

Edit, zie net dat Sparkey al veel vragen beantwoord heeft.

Ik gebruikte in de eerste versie met twee opamps een IRF840. Ik gebruik bij deze een P55NE06. Die heeft zover ik kon vinden een lagere Rdson. De diode heeft is een T0220 (ik gooi ze altijd door elkaar, in ieder geval zo'n behuizing als een LM317) type kon ik niet lezen maar hij komt uit een zware smps en heeft een 0,3Vf op de diodetester.

Even kijken of ik het goed zie.

Die tor drivers wil ik wel poberen maar dan moet ik eerst even rekenen. Mijn gate gaat tot iets van 10-11V. De voeding is 12V.
Als ik 12V op de bovenste basis zet dan gaat die tor in geleiding. De emitter wordt 11,4 V
De onderste tor ziet 11,4V op de emmiter en de basis wil naar 10,8. Daar moeten dus 2 diodes voor de basis. Vbe is bij beide in orde.
De onderste is gespert. dus de gate ziet 11,4V en de fet gaat geleiden. Er kan een flinke stroom lopen door de bovenste tor. Dan gaat de drive naar bijna 0 V en de onderste emitter wil naar gnd, dat haalt hij niet helemaal. Ik dacht dat ze ongeveer 0,5 tot 1V er boven bleven. Deze gaat geleiden.. De bovenste gaat sperren. De emitter zit op (zeg) 1V. Die blijft dus wel gespert met een negatieve Vbe . Er loopt alleen wat basisstroom en reverse gatestroom ( ontladen gate condensator) door de onderste tor. Vbe van beide is in orde.

Dus met twee diodes en bv een 820 Ohm weerstand naar de basis ben ik er. Dat is 12-14 mA wat de comparator aan kan. Bij een hFE van 40 is dat 585 mA en bij een hFE van 20 is dat 290 mA. Een factor 20 tot 40 meer dan de huidige situatie.

Dat verbetert de gate drive in snelheid en schakel verliezen in de ( al korte) FET turn on en off tijd. Maar dat betekent wel op die zelfde momenten een aanzienlijke extra stroom door in die torren. Verslechtert dat niet meer dan de winst in de FET. Ik begreep tenminste van jullie dat die gatedrivers Amperes kunnen leveren. (wel in hele korte tijd) maar hoe weet je of die extra stroom opweegt tegen het verlies door trager schakelen.
Daar is mijn wiskunde niet goed genoeg voor

Die De torren moeten kort een flinke stroom kunnen verwerken dus iets van een 2n2218 en 2n2904.

Die fet zal ook niet zo maar gaan oscileren als z'n gate hard naar voeding/grond geschakeld staat. Je kunt allicht meten of er ringing optreed.

Er loopt nooit stroom door beide torren tegelijk, dus je zou daar geen extra verliezen moeten hebben. (En de gatecapaciteit blijft gelijk, je pompt 'm alleen sneller vol. Dus gemiddeld loopt er evenveel stroom, alleen de piek is hoger.)

Op 21 juni 2013 00:06:21 schreef fred101:
Die romantische is ook leuk maar ik vind die zener wat lomp.

Ik ook, maar het voldoet prima voor die VFD. De uitgangsstroom van dat voedingkje is zo laag dat de VFD het bijna allemaal al opslurpt, zener is meer ter protectie. Geen regeling is ook niet zo erg, die VFD is tevreden met alles tussen de 15 en de 60V. (Er is regeling, maar op ingangsstroom)

Bij die 555 ben ik geïnteresseerd in wat de oscillator / gate onder wisselende belasting doet. Varieert hij frequentie, dutycycle, beide ? Zit er feedback ? Eventueel rendement en rimpel.

Niet vergeten, maar ook nog niet gemeten... Ding heeft afaik wel feedback en zou dutycycle moeten regelen. Bij die in m'n xantusklok zitten zelfs 2 potmeters, iirc 1 voor frequentie en 1 voor de feedbackspanningsdeling.

Diodes? Het zijn 2 emittervolgers, dus ik zie niet in waarom dat nodig zou zijn. Als je de ingang laag trekt, gaat de onderste tor in geleiding, en van de bovenste tor gaat de emitter mee omlaag, dus de Vbe is dan maar -0.7V. Ik neem meestal een setje BC327/337, met een weerstand van 27 ohm of zo om de piekstroom te begrenzen op zo'n 500mA. Een basisweerstand is in principe niet nodig, mits de Hfe hoog genoeg is, maar ik zet er meestal wel een paar honderd ohm voor, om de basisstroom te begrenzen als er iets mis gaat.

Voor de duidelijkheid: de NPN tor staat aan de bovenkant en de PNP aan de onderkant, waardoor er een gebied van 1.4V is tussen het geleiden van de beide torren. Ik zie ook vaak genoeg dat mensen de PNP boven zetten en de NPN onder, wat een heel slecht idee is tenzij je ze allebei een emitterweerstand en basisweerstand geeft, omdat ze dan tijdens het schakelen allebei tegelijk in geleiding zijn.

Ik ben het met Lucky Luke eens dat de stroom door de gate driver niet uitmaakt voor de verliezen, daarbij gaat het alleen om de totale lading en de frequentie, plus eventueel de ruststroom van de driver.

[Bericht gewijzigd door SparkyGSX op zondag 23 juni 2013 14:43:58 (10%)]

Je hebt gelijk, daar zal hij niet van defect gaan maar het schijnt netter te zijn (volgens de boekjes)

Lucky Luke heeft ook gelijk. even gesimuleerd. Het zijn wel flinke stroom pieken en de torren dissiperen hier ieder 1,6W in 200ns pieken maar dat is dus gemiddeld niet veel. Maar de gatepuls gaat er flink op vooruit (20 kHz, 20% duty en 820 Ohm in beide gevallen naar de generator. 14 mA pieken zonder pushpull en 240 mA pulsen met pushpull.

Ik ga het dadelijk even proberen. Ik pak dan wel zoiets als de BC327/337 met 27 Ohm. Als sparky dat bedacht heeft, het zich heeft bewezen en in theorie en sim klopt vertrouw ik dat wel .

Op 23 juni 2013 14:45:41 schreef fred101:
Ik ga het dadelijk even proberen. Ik pak dan wel zoiets als de BC327/337 met 27 Ohm. Als sparky dat bedacht heeft, het zich heeft bewezen en in theorie en sim klopt vertrouw ik dat wel .

Voordat je de soldeerbout heetstookt!
De simulator doet het prima zolang je een blokgolf (V2) loslaat op de basic van Q3. Maar gebeurt dat in de praktijk ook?

EDIT: Ik zag na het posten van het bovenstaande dat dit trapje achter een comparator komt. Dan staat er beslist een blokgolf op de ingang.

Fred, welke simulator gebruik jij. Ik probeerde dit laatste schema in LT-spice maar daar zitten vrijwel alleen maar onderdelen van LT in.

Ik gebruik simetrix. Soms Qucs omdat dat meer componenten aan kan en ook smithchards en S-parameters kan plotten.

Ik heb weer de nodige screenshots toegevoegd. oa van in/output strom en spanning. Dit hierboven is de gate bij 400 mA

Temperatuur na een tijd testen en modden en een duurtest van een minuut of tien met load die een stroom trok van 300mA tot 1A.

load heatsinck was 54C, spoel was 34C, de FET 31,9C, de schottky diode was 44,7C en de twee torretjes ongeveer 30C (lastig meten zonder kortsluiting te maken) bij ongeveer 25C kamertemperatuur.

Met die 2 extra diodes krijg je maximaal Vcc-2.1V op de gate, dus ik zou de voedingsspanning toch minimaal op 12V houden. Het nut van die diodes ontgaat me helemaal, eigenlijk, aangezien je ruimschoots binnen de Vbe(max) blijft, en ik niet inzie wel probleem ze op zouden moeten lossen. Als je de diodes toch plaatst, zou je nog wel kunnen overwegen om de bovenste tor een weerstandje te geven tussen zijn basis en emitter om de lading in de basis af te voeren.

Dit doet me denken aan een ontwerp die ik aan het begin van dit jaar (2 januari) heb gedaan; een kortsluitvaste buck-boost converter met auto-off (een zaklampje voor m'n zoontje van vijf, die vergeet natuurlijk altijd het licht uit te doen zodat je failliet gaat op de batterijen )

Ik werkte gewoon met een PNP tor (BC327), de spoel maakt onderdeel uit van het oscillatie circuit. Dit circuit werkt met een hysterese over de stroom door de sense-weerstand (hier rond de 200mV)). Het geheel wordt gevoed door twee AA batterijen. De spanning die aan de uitgang staat is wel negatief (buck-boost), maar als je batterij-gevoed werkt maakt dat natuurlijk bijna niks uit.

Voor de uiteindelijke power-down zorgt de elco aan de +ingang van de comperator, die langzaam wordt opgeladen door de biasstroom van de ingang.

(Ik heb nog geen batterij hoeven te vervangen, lijkt dus een geslaagd ontwerp)

Bij 1A uitgangsstroom en 12->24V zou er gemiddeld 2A lopen, en weer uitgaande van 2/3de duty cycle en 20 milliohm geeft dat ongeveer 53mW geleidingsverliezen. Uitgaande van 10 graden temperatuurstijging van een TO220 (62K/W in vrije lucht) zou ik zo'n 130mW verwachten, dus het lijkt erop dat je nog 80mW of zo aan schakelverliezen hebt.

Maar dat is totaal insignificant t.o.v. de gemeten schakelverliezen van rond de 20% van 24W = 5W.

Fred, een idee, je kan nog wat aan rendement winnen door de fet in te schakelen wanneer het restveld in de kern de juiste "pool" bezit.

Het restveld start een rondje vrij oscilleren tot de volgende cyclus begint en dit restveld kan mee of tegenwerken. Heel zuinige convertors volgen die vrije oscillatie en starten op het gunstigste moment een nieuwe cyclus.

groeten

kris

@kris van damme: om eerlijk te zijn klinkt dat als een gevalletje klok en klepel, want in een boost converter als deze draait de flux nooit om; sterker nog, als het goed is, is de AC component van de stroom en daarmee ook van de flux veel kleiner dan de DC component.

@SparkyGSX : Ik zie nochtans duidelijk de oscillaties in fet's oscillogrammen van de spoel met de capaciteiten van de fet en de diodes, wanneer geen van deze in geleiding zijn. je krijgt dan ook een wisselende flux in de spoelkern. Of het nuttig is deze te recuperen hangt af van de energie die er in zit. Bij een kleine boost zoals deze is de winst waarschijnlijk heel klein, maar fred vroeg om ideeën, niet?

groeten

Kris

In een paar plaatjes van de simulatie zie je inderdaad dat de spoel kan oscilleren met de parasitaire capaciteiten, omdat het ding in discontinuous current mode komt, maar volgens mij is het vrij ongebruikelijk om dat te toen, aangezien de kernverliezen daar ook veel groter van worden. Dat gebeurd dan ook alleen als je nauwelijks stroom hoeft te leveren. Vaak wordt er in zulke gevallen voor gekozen om in burst mode te gaan werken, dus in continuous conduction mode waarbij de hele voeding steeds voor een groot aantal cycli helemaal wordt uitgeschakeld als de uitgangsstroom laag is.

Met een geschikte snubber zullen die oscillaties ook heel snel gedempt worden, en als je echt het onderste uit de kan wil hebben kan een regeneratieve snubber of zero-voltage switching nog wel helpen het rendement te verhogen.

Mobiüs, dat is ook een grappig schema.

Rew/sparkey, you lost me. Geen idee wat en hoe jullie nu aan het rekenen zijn of nu precies bedoelen. Heb ik iets fout gemeten ? Ik zit bij hogere loads nu tegen de 90 % denk niet dat ik dat hoger krijg.

Kris, ik las in dat tutorial ( wat ik niet meer kan vinden) van maxim dat de spoel dat hoort te doen , net als in de sim. Maar dat is het enige wat ik er van weet. Ik denk dat het te complex wordt voor dit ding en ik heb ook geen idee hoe je dit met een handje huis/tuin/keuken onderdelen kan oplossen. Ik denk dat her meer winst te halen is in de spoel. Je ziet op mijn screenshot van de drain dat het wel meevalt met ringing. De gatepuls lengte nog korter maken ?
Het ding kan nu meer dan 1A leveren, ik trek dadelijk een paar mA dus een veel kleinere spoel is misschien winst ?

Ik kan me voorstellen dat bij lage belasting in continu mode een hoger verlies heeft omdat de spoel wel "geladen" wordt maar niet alle energie er uit gehaald wordt. Mijn ontwerpje gaat denk ik min of meer in discontinu mode (of is dat die pulse mode ?) . Ik ken het begrip niet. Als ik geen load aansluit dan zie je af en toe een puls. Heel onregelmatig, maar mijn spanningsdeler trekt al 1,5 mA dus hij kan niet helemaal afslaan. Met een heel hoogohmige zal hij waarschijnlijk nog minder vaak aanspringen. Vanaf een bepaald moment zie je de gatepulsen regelmatig worden. Dat is dan continues mode.

Ik denk dat ik eens een 555 in elkaar zet als vergelijk en dat van mobiüs is ook leuk. Vooral die auto-off is leuk bedacht door de opamp uit te zetten met een tor maar ik begrijp niet helemaal hoe dat werkt. Gaat het ding na een X tijd altijd uit ( daar lijkt het op) ?

Ik heb ook wel even goed naar dat schema van Mobius zitten kijken, en als ik het goed begrijp, is dat een oscillator waarbij de spoel precies in critical conduction mode wordt gehouden (schakelt in op het moment dat de stroom 0 wordt), en wordt deze "geregeld" op het peak current. Een opamp die zichzelf uitzet is ook wel heel creatief gevonden.

@Fred101: ik zat een beetje te rekenen wat de geleidingsverliezen ongeveer zouden zijn, en wat de totale verliezen in de MOSFET zijn, uitgaande van de temperatuur. Het lijkt erop dat je daar maar een heel klein deel van het vermogen verliest, en dus dat de schakelverliezen ook niet bijzonder groot zijn.

Alle energie die je in de spoel stopt, moet er ook weer uit komen, anders kan het ding niet stroomloos worden.

Discontinuous conduction mode betekend dat de stroom steeds een tijd lang 0 kan zijn; critical conduction mode betekend dat de stroom (nagenoeg) 0 wordt, en de spoel op dat moment weer geladen wordt, terwijl continuous conduction mode betekend dat er altijd stroom door de spoel blijft lopen; de spoel ziet dan een DC stroom met een rimpel die veroorzaakt worden door het laden en ontladen.

Kijk die 90% is heel respectabel! De grote commerciële fabrikanten halen ook zo iets. Vaak adverteren ze met 94% of zo, maar dat is dan als je de hele belastings-range afloopt op een specifieke belasting.

Ik betwijfel of bij je eerste "regelmaat" jij in continuous mode komt. Wat is je pulse breedte op dat moment?

Continuous mode betekent dat de spoel continue stroom aan het doorlaten is. Dit krijg je vooral met grote spoelen en/of hoge schakelfrequenties. Dus als je uitgangsstroom 1A is, dan loopt er gemiddeld 2A door je spoel (*). Die kan iedere cyclus van 0 tot 4A toenemen, en dan weer naar de belasting van 4A tot nul afnemen. Maar hij kan ook iedere cyclus van 1.8 tot 2.2A toenemen en dan weer terug. Dat is continuous mode.

(*) Voor het gemak....

P.S. Sparky, in het onderhavige geval (12->24V) is in continuous mode de PWM waarde altijd ongeveer 50%, toch? Door heel-even 51% te geven wordt de uitgangsstroom verhoogd, en door heel even 49% te doen wordt ie verlaagd, toch?

[Bericht gewijzigd door rew op maandag 24 juni 2013 11:00:13 (13%)]

@Möbius:
Interessant schema, maar ik begrijp niet wat nu in en uitgang is en waar die inverterende ingang van die opamp rechtsboven, aan moet hangen.
Zou je ook de nietgenoemde coponentwaarden willen geven? Wat is de functie van die optionele componeneten?

@REW: nee, als we aannemen dat we in steady-state zitten, en dus aan het eind van elke PWM cyclus precies dezelfde stroom hebben als aan het begin (maar niet perse 0A), moet de stroom even veel toenemen in de eerste fase (laden) als deze afneemt in de tweede fase (ontladen). Aangezien U=L*dI/dt, en U in de eerste fase 12V is, en in de tweede 24V, moet de tijd omgekeerd evenredig verdeeld worden, want de dI moet gelijk zijn.

Dat is toch 12 om 12 in dit geval? 12V-0V en 24V - 12V?

(iets precieser met wat verliezen meegerekend: 12V-fet-geleiding-spanning en 24V+diodedrop - 12V)

@Fred
Die comperator heeft een npn open-collector uitgang, als er geen stroom door de LM393 loopt kan die PNP transistor in de V+ lijn ook niet aan gaan (de 10k weerstand tussen de collector en basis zorgt er voor dat ook lekstromen daar niet voor kunnen zorgen. Zodra de schakelaar wordt ingedrukt wordt er geforceerd een basisstroom door deze transistor getrokken, en via de NPN transistor de elco geforceerd ontladen.

@Tidak
V06 hangt aan de (linker)diode, waar nominaal ongeveer 0.6 volt overheen staat. Deze diode dient puur als referentie spanning, die nog eens verder wordt afgedeeld door de 4k7 en 2k2 weerstanden, om voor ~200mV te zorgen waarmee de spanning over de shuntweerstand (onder de spoel) wordt vergeleken. Op het moment dat de comperator omslaat schiet het knooppunt tussen de spoel en schottky negatief wat voor meekoppeling zorgt (de 200mV wordt wat omlaag getrokken via de 47k weerstand, de hysterese wordt dus ook groter naarmate de uitgangsspanning daalt.)

Ik zie alleen nog een bug in het optionele stukje , de diode moet daar worden omgepoold, met de anode aan de GND. Deze zou er voor moeten zorgen dat bij een grote boost-factor de ingang van de comperator niet onder de -0.4 volt komt (vandaar ook de weerstand er achter, die vormt een deling met de ~2k)

Het gepostte schema was puur een poging om m'n eigen gedachtenspinsels te bewaren, m'n telefoon en dropbox blijken een beter archief dan bergen losse kladjes. Ik zal vanavond eens een degelijker schema in elkaar flansen.

@REW: je hebt natuurlijk helemaal gelijk! In de dump fase is de spanning over de spoel natuurlijk gelijk aan de uitgangsspanning MIN de voedingsspanning; ik had een flyback converter in mijn hoofd, waarbij dat niet het geval is.

En inderdaad, met een kleine verschuiving in de pulsbreedte ga je direct meer stroom opbouwen in de spoel; over langere tijd gezien zet je effectief de bronspanning over de ohmse weerstand van de spoel en MOSFET in die periode, en aangenomen dat die heel klein zijn, zal de werkelijke pulsbreedte dus maar heel weinig afwijken van de verhouding van de in- en uitgangsspanning, aangenomen dat je in continuous conduction mode blijft, natuurlijk.

Wat nettere versies van m'n kladje:

Het LED zaklampje:

En een wat nuttigere spanningsspiegel volgens hetzelfde idee:

De auto-power-off comperator trekt nu de 0.2V referentiespanning plat als de spanning tussen R4 en R8 onder de GND komt. Het resultaat is een spanning die geinverteerd is ten opzichte van de inkomende spanning. Handig als symmetrische voedingsspanning voor opamp circuits.

Nog een truukje dat ik hier heb toegepast is het sneller dichtduwen van Q2. Dit zou op dezelfde manier kunnen als bij het ledlampje (de basis wordt daar door R4 enigzins sneller dicht geduwd). Deze manier gaat echter sneller, C1 wordt opgeladen als de uitgang van de comperator open gaat. Als de comperator z'n uitgang loslaat wordt Q1 helemaal in verzadiging gestuurd omdat via C1 een spanning van 2xVin wordt op z'n basis wordt aangeboden. Dat zorgt er op zijn beurt weer voor dat alle ladingsdragers geforceerd uit Q2 worden verdreven, met als resultaat een supersteile flank.

Een beetje boeren-verstand toepassen voor de weerstandswaarden en hij werkt over een breed gebied

@fred
Ik ben ook al een paar weken met een boost converter bezig, samen met een electronica maatje. Wij hobbyen eens in de week.
Onze aanpak is een atmega88 microcontroller die een pwm signaal genereert met een vaste frequentie. De dutycycle is afhankelijk van een de spanning gemeten met de analoge ingang van de uC. (uiteraard via een spanningdeler om de uC in leven te houden)
De software leest dus in een loopje de adc en berekent dan een nieuwe dutycycle.
Het schema is een klassieke boostconverter met een sup75 fet, een 5A spoel en een diode waarvan ik het typenummer nu even niet paraat heb. (volgt later)
De gate van de fet wordt met een i/o pen via een fetdriver aangestuurd.

Vanavond hebben we het rendement gemeten in het traject van 250 mA tot 7.5 A bij zowel 19.5 kHz als 39 kHz
De waarden liggen tussen 84 en 94%, lijkt me een mooi resultaat voor zo'n simpele opzet, met weinig onderdelen.

Hierbij een excel spreadsheet met de berekening. Er zitten 3 tabbladen in.
http://hennep.xs4all.nl/elec/Boost-rendement.xls

Een schema volgt later.

EDIT:
Bij 5.5A (ingang) werd de diode 67 graden, de fet werd ongeveer 30 graden.

Interessant topic. Ik heb voor mijn studie al meerdere malen mogen spelen met dit soort schakelingen. Onder andere moesten we een 3kW buck/boost converter maken voor 200 naar 400V en terug. Dan gaan er toch een hoop dingen meespelen. (zoals een emi probleempje waardoor in het hele lab geen touchpad meer normaal te gebruiken was)

De mosfet driver is toch wel een puntje van aandacht. Daarmee kan je een hoop van je rendement mee maken of breken. zie ook www.ti.com/lit/ml/slup169/slup169.pdf . Een mooi documentje dat goed laat zien wat er tijdens het schakelen nou gebeurt. Wat mij zo verwonderde was dat de volledige spanning over de mosfet blijft staan totdat echt alle stroom door de mosfet loopt en de diode volledig gespert is. In die tijd stook je dus even met een flink vermogen.