De bouw van een boostconverter

Wat nettere versies van m'n kladje:

Het LED zaklampje:

En een wat nuttigere spanningsspiegel volgens hetzelfde idee:

De auto-power-off comperator trekt nu de 0.2V referentiespanning plat als de spanning tussen R4 en R8 onder de GND komt. Het resultaat is een spanning die geinverteerd is ten opzichte van de inkomende spanning. Handig als symmetrische voedingsspanning voor opamp circuits.

Nog een truukje dat ik hier heb toegepast is het sneller dichtduwen van Q2. Dit zou op dezelfde manier kunnen als bij het ledlampje (de basis wordt daar door R4 enigzins sneller dicht geduwd). Deze manier gaat echter sneller, C1 wordt opgeladen als de uitgang van de comperator open gaat. Als de comperator z'n uitgang loslaat wordt Q1 helemaal in verzadiging gestuurd omdat via C1 een spanning van 2xVin wordt op z'n basis wordt aangeboden. Dat zorgt er op zijn beurt weer voor dat alle ladingsdragers geforceerd uit Q2 worden verdreven, met als resultaat een supersteile flank.

Een beetje boeren-verstand toepassen voor de weerstandswaarden en hij werkt over een breed gebied

@fred
Ik ben ook al een paar weken met een boost converter bezig, samen met een electronica maatje. Wij hobbyen eens in de week.
Onze aanpak is een atmega88 microcontroller die een pwm signaal genereert met een vaste frequentie. De dutycycle is afhankelijk van een de spanning gemeten met de analoge ingang van de uC. (uiteraard via een spanningdeler om de uC in leven te houden)
De software leest dus in een loopje de adc en berekent dan een nieuwe dutycycle.
Het schema is een klassieke boostconverter met een sup75 fet, een 5A spoel en een diode waarvan ik het typenummer nu even niet paraat heb. (volgt later)
De gate van de fet wordt met een i/o pen via een fetdriver aangestuurd.

Vanavond hebben we het rendement gemeten in het traject van 250 mA tot 7.5 A bij zowel 19.5 kHz als 39 kHz
De waarden liggen tussen 84 en 94%, lijkt me een mooi resultaat voor zo'n simpele opzet, met weinig onderdelen.

Hierbij een excel spreadsheet met de berekening. Er zitten 3 tabbladen in.
http://hennep.xs4all.nl/elec/Boost-rendement.xls

Een schema volgt later.

EDIT:
Bij 5.5A (ingang) werd de diode 67 graden, de fet werd ongeveer 30 graden.

Interessant topic. Ik heb voor mijn studie al meerdere malen mogen spelen met dit soort schakelingen. Onder andere moesten we een 3kW buck/boost converter maken voor 200 naar 400V en terug. Dan gaan er toch een hoop dingen meespelen. (zoals een emi probleempje waardoor in het hele lab geen touchpad meer normaal te gebruiken was)

De mosfet driver is toch wel een puntje van aandacht. Daarmee kan je een hoop van je rendement mee maken of breken. zie ook www.ti.com/lit/ml/slup169/slup169.pdf . Een mooi documentje dat goed laat zien wat er tijdens het schakelen nou gebeurt. Wat mij zo verwonderde was dat de volledige spanning over de mosfet blijft staan totdat echt alle stroom door de mosfet loopt en de diode volledig gespert is. In die tijd stook je dus even met een flink vermogen.

Ik geloof er geen barst van dat document.

Zie "fig 4": Op "magische" wijze weet de mosfet dat er "I_D" stroom gaat lopen voordat er een spanning over de belasting komt te staan (waarbij die belasting dus bij V_DS een stroom van I_D op gaat nemen).

Als ik in een boek of stuk documentatie binnen 5 minuten een fout heb gevonden dan vind ik het in de regel een slecht boek of "slechte documentatie".

Ik denk dat je een denkfout maakt. Het gaat hier om een boostconverter waarbij Id de drainstroom van de mosfet voorstelt. Dus niet de diodestroom.

Men gaat er vanuit dat de converter in leemtevrij bedrijf werkt en er dus op het moment van inschakelen nog stroom door spoel en diode loopt (diode stroom is dan gelijk aan de spoelstroom, zie ook figuur 3). Op het moment dat de mosfet gaat inschakelen zal die stroom ipv door de diode door de mosfet gaan lopen. Immers houdt de spoel de stroom constant (nagenoeg constant in dat kleine interval). De mosfet 'weet' dus inderdaad niet hoeveel stroom er gaat lopen maar krijgt dit dus 'op magische wijze' door de spoel opgelegd.

Dat de spanning Vds (spanning tussen drain, source) pas later inzakt komt door de diode. Omdat deze clampt aan de uitgangsspanning (die ook nagenoeg constant is ivm buffer C) betekend dit dat over de mosfet de uitgangsspanning staat totdat alle stroom door de fet loopt en de diode volledig gespert is.

Volgens mij klopt dat figuur 4 wel. Het is in eerste intantie wat vreemd maar ze praten over hele kleine stapjes in het proces en volgens mij vooral belangrijk, er zit een stroombron boven. En ik denk dat ze ook de boel eromheen meenemen. Dus de gelijkrichter diode is nog niet recovered en de spoel is nog niet leeg en die diode geleidt nog wat totdat de spanning onder Vout komt en de diode spert.
( maar is een spoel ook niet een soort stroombron ? )

Er gaat in stap 2 drainstroom lopen, Vgs is nog laag dus de channel weerstand hoog. Daar valt spanning over, dat zou een lagere Vds moeten geven maar de stroombron gooit nog zijn spanning omhoog omdat de diode nu gespert is, of aan het sperren is, waardoor de stroom toeneemt maar de spanning over de FET nog heel even gelijk blijft. Vgs blijft toenemen en Rds blijft afnemen tot de stroombron zijn spanning niet verder kan verhogen of vasthouden en niet ook meer stroom kan leveren. Dan begint Vds af te nemen en blijft de stroom constant.

Iets in die geest. Ik zal wel iets over het hoofd zien maar met de tekst erbij klinkt het logisch.

Edit, meander was sneller en legt het ook wat minder warrig uit

Ok. Guys. Domme opmerking. Ik was weer eens te snel. Nu ik wat beter lees, klopt het verhaal een stuk beter.

In de "boost converter" geldt figuur 4 dus pas als je in continuous conduction mode gaat. Anders is I_D dus gewoon nul als de mosfet begint met aangaan.

Ze gaan uit van een vrijwel ideale diode. In die "fase 2" snoept de mosfet dus stroom van de diode af (terwijl I_fet van nul naar I_D gaat, gaat I_diode van I_D naar nul zonder dat de spanning over de diode verandert!).

Al een tijdje volg ik dit topic en lees aandachtig mee.
Enige tijd geleden heb ik de LM393 eens onder de loep gehouden als comparator en heb daar wat metingen aan verricht.
Met het foto toestel heb ik daarvan wat oscillogrammen gefotografeerd en post ze hierbij maar even.

Dit is een LF353 opamp dutycycle is 20% tijd is 2µS div.

Dezelfde LF353 met een tijd van 0,5µS div.

De LM393 met dutycycle van bijna 100%, de tijd is 2µS div.

De LM393 de tijd is 0,5µS div.

En in vergelijking een snellere opamp de CA3130E, de tijd is 0,5µS div.

De LM393 is open collector. Wat voor weerstand hangt er aan?

Inderdaad dat was ik vergeten te vermelden, de collector weerstand is 4,7kilo ohm.

En een 1:10 probe gebruikt?

Ik heb wat metingen aan mosfets gedaan. Het blijkt dat de turn on tijd van hele dikke MOSFETs blijkbaar alleen gehaald wordt onder volle spanning en belasting en bij 16Vdd en 100 mA een heel stuk trager is dan de datasheet. De traces zijn inverted dus dat is geen foutje.

http://www.pa4tim.nl/?p=3729 Het martel apparaat en screenshots

Deze wordt opgegeven voor 27 ns risetime.

Ook deze is veel trager:

Big is niet altijd better dus. Hier een jelly bean fetje: Deze wordt opgegeven voor een delay van 50-75ns en een Tr van 10-15ns

Een IGBT is trouwens ook een candidaat. Een verselijk dik ding maar het schakelt best strak.

[Bericht gewijzigd door fred101 op dinsdag 25 juni 2013 19:34:36 (13%)]

Ik heb even een 555 in elkaar gezet met een IRF520. Hij varieert ook met ingngspanning maar ik zie niet hoe ik dat bij dit ontwerp kan oplossen anders dan de 555 apart via een eigen 7812 te voeden.

Bij 12V is de gate puls best mooi, er hing even een 270 Ohm weerstand aan als load dus ik weet nog niet wat hij doet onder veranderende belastingen.
Ik laat hem op vrij hoge frequentie draaien. Je ziet een mooie spoelpuls met wat uitslingeringen.

Hij wilde eerst niet starten. Als ik met mijn vinger bij pin 5 kwam wel. Alle solderingen leken vast maar als test een 1nF erover en daarna bleef hij het doen. Dat moet ik nog even nazoeken.

Ik gebruik 1K en 10K als oscillator met en 560 pF Ctje. Een BFY90 tor met de collector aan pin 5 en via 33K aan 12V, en de basis aan feedback,
De gate pulse is eigenlijk wat te laag, 8V. Om echt zijn minimale Rds-on te bereiken bij deze FET moet hij toch een paar Volt meer zijn.

Op 25 juni 2013 16:22:43 schreef rew:
In de "boost converter" geldt figuur 4 dus pas als je in continuous conduction mode gaat. Anders is I_D dus gewoon nul als de mosfet begint met aangaan.

Klopt, maar dat wil je gewoonlijk niet, want in critical of zelfs discontinuous conduction modes is de verhouding tussen de piekstroom en de gemiddelde stroom veel slechter, en daarmee ook het rendement. Daar komt bij dat de flux door de kern een veel grotere variatie krijgt, waardoor de kernverliezen ook fors toenemen.

@Fred101: ik heb een tijdje geleden de CO motorregeling gemaakt om een halogeenlamp te dimmen, waarbij ik de Reset ingang van de 555 gebruikte om de lamp helemaal uit te zetten. Die reset ingang bleek erg gevoelig voor EMC rommel, en uiteindelijk heb ik daar een torretje voor moeten hangen om hem keihard naar de ground te trekken, anders kreeg het ding bij het uitschakelen van de MOSFET zoveel rommel dat hij de MOSFET weer opnieuw aanzette, waardoor deze op vele kHz ging oscilleren. Uiteraard heeft die MOSFET dat niet lang overleefd (het was een type dat 960A piek mocht schakelen!)

[Bericht gewijzigd door SparkyGSX op donderdag 27 juni 2013 15:39:17 (34%)]

Op 27 juni 2013 15:34:25 schreef SparkyGSX:
[...]

@Fred101: ik heb een tijdje geleden de CO motorregeling gemaakt om een halogeenlamp te dimmen, waarbij ik de Reset ingang van de 555 gebruikte om de lamp helemaal uit te zetten. Die reset ingang bleek erg gevoelig voor EMC rommel, en uiteindelijk heb ik daar een torretje voor moeten hangen om hem keihard naar de ground te trekken, anders kreeg het ding bij het uitschakelen van de MOSFET zoveel rommel dat hij de MOSFET weer opnieuw aanzette, ...

De 555 is altijd heel EM storingsgevoelig geweest, 't is een monoflop en die hebben dat van nature. In omgevingen met sterke storingen gebruik je dikwijls beter iets anders of moet je de 555 goed beschermen, waardoor de 555 de originele opzet, eenvoudig circuit , verliest...

groeten

Kris

http://www.pa4tim.nl/?p=4440 de 555 pagina.

Het slachtoffer

Spoelspanning

gate spanning. Frequentie en duty cycle verandert

Mooie afnemende oscillatie op het eerste scoopplaatje.

Ha, een nog mooier plaatje.
Beetje versterken, wat terugkoppelen en je hebt een LC oscillator.
Dat kan trouwens ook problemen geven bij boostconverters.

Op 27 juni 2013 20:32:34 schreef fred101:

Het slachtoffer

[afbeelding]

beste fred, mooi plaatje en het toont exact aan wat ik enige reacties hierboven bedoelde met restenergie . Bij dit scoopplaatje gaat de magnetische restenergie verloren, erger nog ze werkt tegen,je moet ze eerst afbouwen om vervolgens opnieuw te beginnen. Je kan rendement winnen door op het juiste moment van de swing een nieuwe cyclus te starten. Dit vergt enige exxtra behendigheid in componenten..

Overigens is er met het uittrillen niets mis zoals je eerder opmerkte, het maakt gewoon deel uit van het proces, ook bij Williams en anderen. Er is ook niets mis met het recupereren ervan, tips voor het rendement verhogen behoorde bij je openingsvraag, toch?

groeten

Kris

Hi Kris, ik begrijp nu wat je bedoeld maar hoe wil je dat doen ? Met een uP ?, maar hoe meet/bekijk je de ringing.

Je ziet dat vooral goed bij idle. Mijn andere slaat dan zo ongeveer af maar deze blijft lopen. Dat levert die mooie ringing op. Het is wel erg, zelfs onbewust bouw ik meetapparatuur, nu heb ik ineens onbedoeld een Q meter gebouwd

Het vreemde is dat mijn ontwerpje daar veel minder last van heeft. Daar zag je af en toe een extra piekje. Blijkaar reageert die comparator wel goed en snel genoeg. Toch varieren beide ontwerpen dutycycle en frequentie. De terugkoppeling mbv die comperator is blijkbaar toch effectiever dan dmv een tor de 555 te besturen. Die comparator stel je in op een 6 volt ( in mijn geval zonder de zeners). De 555 terugkoppeling werkt op ongeveer 0,6-0,7V en hangt ook af van de varierende Vbe met temperatuur. Aangezien het uitgangsignaal verre van schoon is reageert die tor mogelijk teveel op spikes/ringing en rimpelspanning.

Het 555 geval is een simpel te bouwen ding met erg weinig componenten. Dat moet iedereen lukken. Maar het grootste probleem hier vind ik dat spanning te veel reageert op ingang en loadveranderingen. Bij een constante load en voeding is dit bruikbaar , vandaar het veelvuldig gebruik bij nixie voedingen, maar verder ook niet.
Mijn comparator versie verloopt bij bijna niets over meer dan een Ampere. Deze verloopt een paar Volt over 0,3A. Bij 300 mA zat ik al op een dutycycle van 50% en ik denk niet dat er veel meer inzit als je naar de stroom en dutycycle kijkt. Ik heb niet de moeite gedaan het rendement te meten. Hopelijk doet Lucky Luke dat nog
Deze heeft voor mij afgedaan.

@Martin, bij de LM339 kijk je naar de Turn off ipv de turn on. Het is een open collector dus bij aanschakelen trekt hij de output naar ground. Je ziet op jou plaatje dat dat vreselijk snel gebeurd. Alleen is de turn off echt veel trager. Daar heb ik bij mijn LM339 oscillators niks van gemerkt. In mijn ESR meter draait de zelfde 20 tot 200 kHz en erg strak. Ik denk dat je probes een hoge capaciteit hebben.

[Bericht gewijzigd door fred101 op vrijdag 28 juni 2013 08:54:01 (11%)]

Op 28 juni 2013 08:46:39 schreef fred101:
Ik heb niet de moeite gedaan het rendement te meten. Hopelijk doet Lucky Luke dat nog

Wordt lastig, hij zit ingebouwd in een nixieklok... Met dus allerlei ander spul dat stroom vraagt aan de primaire kant. En met alle andere metingen ben je me al voor. 't zal ook erg afhangen van de gebruikte spoel, diode en fet.

Op 28 juni 2013 08:46:39 schreef fred101:
Hi Kris, ik begrijp nu wat je bedoeld maar hoe wil je dat doen ? Met een uP ?, maar hoe meet/bekijk je de ringing.

Je ziet dat vooral goed bij idle. Mijn andere slaat dan zo ongeveer af maar deze blijft lopen. Dat levert die mooie ringing op. Het is wel erg, zelfs onbewust bouw ik meetapparatuur, nu heb ik ineens onbedoeld een Q meter gebouwd

Het vreemde is dat mijn ontwerpje daar veel minder last van heeft. Daar zag je af en toe een extra piekje..

Nou Fred, ik ben blij dat je begrepen hebt wat ik bedoel

Een µp verbruikt veel meer dan de te recuperen energie, dus das geen goed idee. De truuk is via bvb een hele kleine C die de ringing doorlaat (de frekwentie van de ringing is sowieso veel hoger dan de schakelfrekwentie) en daarmee het inschakelmoment van de volgende periode te vervroegen of te vertragen.

Dat je de ringing niet of nauwelijks opmerkt in je huidig ontwerp heeft te maken met het feit dat er geen stil moment is; De spoel is steeds aan het laden of aan het ontladen en is dus nooit "vrij". Dan heb je een ringingcircuit niet nodig. bij een continue vaste belasting is dat ok, Maar als de voeding bedoeld is voor een varierende belasting zal bij kleinere vermogens die ringing optreden en valt het te overwegen recuperatie toe te passen, al was het maar voor de lol.

groeten

Kris

Ok, in plaats van de proberen de energie op te vangen en op een nuttige manier te gebruiken, wil je dus de timing van het hele ding een klein stukje verschuiven zodat je in fase zit met de ringing? Dat klinkt op zich wel slim, aangezien dat geen extra verliezen oplevert, als je dat voor elkaar krijgt met weinig extra onderdelen. Ik vraag me wel af hoeveel energie er nu echt te winnen valt op die manier, maar elegant is het zeker. Bij grotere converters (zeker voor hoogspanning, met IGBTs) wordt wel eens gebruikt gemaakt van zero-voltage switching technieken, waarbij met een extra spoel, condensator, en schakelelement voor wordt gezorgd dat de spanning over de grote IGBT niet (veel) kan stijgen tijdens het uitschakelen, om de uitschakelverliezen te verminderen.

Mijn laatste experiment als vergelijk met de doe het zelf versies.
Het is op basis van een ON semiconductor NCP3063, gewoon 1:1 uit de datasheet. Ik bleek een stripje met 5 van die dingen in smd te hebben. Deze hebben een ingebouwde darlington. Alleen een spoel en schottky nodig. Er zit een 1,25V Vref in en tot mijn verbazing (of liever, ik was blij er achter te komen) blijken veel boostconverters gewoon op de mijne te lijken. Opgebouwd met comperators en dan zoals iemand hier voorstelde eentje gebruikt als stroom sense.

Ook zie je hier geen ringing. De frequency blijft gelijk, rond de 160 kHz maar de dutycycle varieert. Onbelast loopt de spanning van 28V naar ongeveer 30V, maar vanaf een paar mA gedraagt hij zich keurig. De stroombegrenzing is tricky. Als je die niet goed dimensioneerd dan regelt hij de Vout terug en gaat de tor dus meer dissiperen. Je ziet dat makkelijk. Als je de load wat opvoert dan zakt de spanning mee. Maar als je dat niet door hebt en de spanningsdeler gaat veranderen gaat het fout.

Dit is bij 200 mA, meer ging niet vanwege de door mij gekozen componenten. Hij moet 350 mA bij 24V kunnen. De spoel begint bij 350 mA te satureren. (getest met de spoel tester) en ik gebruik 0,2 Ohm current sence ipv 0,15 Ohm. Gaan we uit van 85% dan loopt er bij 350 mA ongeveer 780 mA door 0,15 Ohm dus 0,116 V. Bij 0,2 Ohm moet er dus 580 mA kunnen lopen. En ik zat rond de 600. Voor mijn toepassing meer dan voldoende.

Vout is heel netjes en stabiel. Alleen wat spikes. Gemeten met een probeadapter op de uitgang gesoldeerd, maar de maas pin was nog iets van 2 cm. Met de gewone ground wire waren de spikes >1V dus ik denk dat het na inblikken nog wel schoner is. Oja, de spoel hing tijdens de test aan twee 5cm lange draden om makkelijker te testen dus ook dat veroorzaakt meer RFI.

Edit: na compleet inblikken heb ik nog 6mVrms rotzooi.