Hi,
Dit eerste deel van dit topic pas ik steeds aan, zodat het een wat beter leesbaar geheel wordt.
Dit topic gaat over de inhoud van het Leuk Kastje? topic dat ik eerder had aangemaakt, welke je hier kan vinden:
https://www.circuitsonline.net/forum/view/135781
Voor metingen aan relatief laag Ohmige bronnen heb ik een batterij gevoede meetversterker ontworpen.
Er zijn hier al wat meetversterkers aanwezig en er lopen nog wat projecten die de komende maanden hun eindstadium hopelijk zullen bereiken 
Het is geen universele Laboratorium Meetversterker met een Fet ingang voor een hoge ingangsimpedantie.
Wat ik hierboven al aangaf, deze meetversterker is bedoeld om te meten aan laag Ohmige bronnen.
Dat zijn LAB voedingen en b.v. voedingslijnen waar je met de scoop net niet genoeg gevoeligheid voor hebt om het goed te kunen meten.
Maar je kan met een ingangs trafo er bij, er een mooie microfoontrap van maken.
De trafo aan de ingang moet dan ongeveer een verhouding hebben van 1:3 voor het beste ruisgedrag, ik zal dat eens testen als hij klaar is.
En zo zijn er nog vele toepassingen waarbij de bron impedantie laag is, net als het signaal niveau.
Deze meetversterker kan ik ook samen gebruiken met mijn "50Hz notch filter versterker" welke dan ook nog 20dB extra gain kan leveren.
Totaal heb ik dan 60dB gain tot mijn beschikking, dit met meerdere filters in compactie leuk uitziende kastjes en batterij gevoed.
Ik wil dan nog dit zeggen, er zijn zeer veel manieren voor het maken van een 40dB meetversterker, dit is mijn versie met hieronder de afwegingen die ik hiervoor heb gemaakt.
De lezer mag van mij alles aanpassen aan deze schakeling, maak het geheel zoals jullie dit wensen.
Ik geniet graag mee en zie jullie uitvoering als ze er al komen, graag hier op CO.
Nu eerst het "tijdelijke" schema. (wordt steeds aangepast aan de stand van zaken tijdens het bouwen)
Hier een voorlopig lijstje van de eisen die ik stelde voor deze meetversterker
1e
Ik wou het nabouwvriendelijk houden zodat anderen er ook wat aan hebben zonder dure en/of exotische onderdelen.
2e
Bandbreedte liefst vlak binnen 0,1dB bij 100KHZ, dat is ongeveer -+1% afwijking.
3e
Bandbreedte in het laag beter dan -3dB bij 1Hz.
4e
Redelijk beveiligt tegen stommiteiten (dit kost aardig wat onderdelen en denkwerk bij het ontwikkelen)
5e
Voeding uit 2x 9V batterij met een redelijke levenduur (verbruik is ongeveer 11mA per batterij)
6e
De versterker moet een 1-Meter RG58 coax kunnen aansturen zonder abberaties bij pulsweergave, de versterker is 50 Ohm uit maar moet hoog Ohmig worden belast.
7e
Ingangs impedantie van hoger dan 20K
8e
Onberispelijk pulsgedrag!
9e
6dB/Oct 400Hz High Pass filter
10e
12dB/Oct Low Pass filter op 10 en 100KHz
11e
Voor breedbandig gebruik, ga ik uit van een 1V RMS signaal niveau tot zeker 100kHz, hoger in frequentie wordt de uitgangsspanning bepaald door de SLew Rate.
Voor frequenties beneden de 100kHz geld dat de maximale uitgangsspanning alleen is afhankelijk is van de batterij spanning, daar de Slew Rate van deze meetversterker voor deze frequenties ruim voldoende is.
De eisen die ik stelde hadden flink wat voeten in de aarde, 100x versterking met een dual opamp moet te doen zijn, maar vlak tot 100KHz -+0,1dB is niet makkelijk.
Ik ben begonnen te ontwerpen met de NE5532AN omdat dit IC goedkoop is, goed verkrijgbaar en nog steeds goede specificaties bezit (erg knap)
Tijdens andere ontwerpen die ik heb laten zien, heb ik al eens opgemerkt dat ik graag een goede blokweergave/pulsweergave wil hebben voor mijn meetversterkers.
Ook nu liep ik weer aan tegen meerdere problemen, wat betreft de NE5532AN deze was alleen met truken net vlak te krijgen tot 100KHz.
Het meten met sinus vormige signalen signalen binnen +-0,1dB bij 100kHz is iets anders dan een 10kHz 3% duty cycle puls.
Hiervoor moet de vlakheid over een veel groter frequentie gebied vlak zijn.
Voor een nette pulsweergave mag er geen "lift" in het te gebruiken frequentie gebied zitten, want dit geeft overshoot op de flanken. (abberaties)
Dan het volgende probleem
De pulsweergave is bij veel opamps sterk afhankelijk van de amplitude van het uitgangs signaal.
De LT1037 is een mooie opamp, deze is bij dit plaatje ingesteld op 5x versterking bij een klein signaal,
er is voor mijn toepassing teveel abberatie zichtbaar, ongeschikt voor mijn toepassing ondanks de zeer goede eigenschappen van deze opamp...
Dan de volgende, dit is een echte breedband opamp van Lineair, de LT1222.
Wat denken jullie, is deze goed toepasbaar voor mijn meetversterker?
Tijdens mijn zoektocht kwam ik op een Chinese website terrecht en daarop stonden plaatjes van veel opamps die in audio gebruikt worden, samen met hun pulsrespons.
(Ik kan die website niet meer vinden, er stonden allemaal scoopfoto's op met een sticker op de scoop geplakt met het IC type)
En welke denken jullie dat er als een van de beste uitkwam...
Nop, niet de NE5532AN, maar de LM4562AN wat Nationals vervanger is voor de NE5532AN.
Nu was mij dit IC aardig onbekent, tot dat ik er achter kwam dat dit IC het zelfde is als de LME49xxx series, en dan de dual: LME49860.
Ik heb echter toch gebruik gemaakt van de oude versie de LM4562 daar deze nog te koop is in de 8 pens DIL behuizing en de LME49860 is er alleen nog in de SO8.
Het is echt een groot verschil als je een NE5532 omprikt naar een LM4562, je abberaties verdwijnen als sneeuw voor de zon 
Het is natuurlijk niet perfect, er zijn altijd kleine afwijkingen die ook te maken hebben met de paracitaire capaciteiten in je schakeling,
maar daar kom ik later nog op terug, daar het meten hiervan niet makkelijk is en het bleek dan mijn mooie HAMEG scoop toch niet zo mooi vlak is als ik dacht.
In de lage frequenties is mijn Rigol scoop veel mooier wat blokweergave betreft, had ik hem toch bijna verkocht
Mooi, dan hier de eerste plaatjes wat betreft de pulsweergave van mijn meetversterker gebouwd op een breadboard.
10kHz bij 50% duty cycle, 200mVtt
Weer het 10kHz signaal, maar nu met 1% Duty Cycle, tijdbasis is nu 1uSec, Que! dat ziet er raar uit..., dat is GertJan zijn schuld! *grin*
Als je veel apparatuur koppeld aan je 10MHz referentie dan genereerd dat ook een aardig veld op je werkbank.
Deze versterker is ongeveer 5MHz bij -3dB en de versterking is 100x, dat is er dus om vragen bij een "open" testopstelling.
Het zijn dus geen generatie verschijnselen van de meetversterker!
Maar waar het nu om, kijk naar de prachtige pulsweergave...
En dan nu het groot signaal gedrag, nu is de uitgansspanning 5Vpp
In de rode circel kan je net wat overshoot zien, is dit nu de scoop, de probe, de 100x versterker of een combinatie hiervan...
Daar kan je aleen achter komen door met verschillende signalen te meten en met verschillende scoops/generatoren.
Dit zijn zeer kleine afweikingen.
Nu weer de zelfde 10kHz maar 1% Duty Cycle, nog steeds 5Vtt hier is de stijgtijd van de versterker te zien.
Abberaties, ik zie ze niet
Dan wat audio metingen, erg lastig zijn deze te maken op het ogenblik, er is hier een stoorbron in het LAB aanwezig die ik niet kan achterhalen.
Dus de waarden zijn nog iets beter dan hier weer gegeven.
Ik moet mijn handen op een bepaalde positie houden bij de schakeling en mijn lijf in een bepaalde positie houden om het stoorsignaal
zo goed mogelijk te onderdrukken...
1V RMS uitgangs signaal bij 1kHZ.
Nu 4V RMS Sinus net als hierboven, vervorming beneden de 0,002%
En dan nu 4V RMS bij 10kHz, ook hierbij veel last van de stoorpulsen met kunst en vliegwerk en hulp van mijn vriendin de meting voor elkaar gekregen
*******************************************************************************
Eerste deel uitleg afwegingen, het ingangs circuit
*******************************************************************************
Hieronder het stukje schema dat ik ga bespreken.
R1
Deze weerstand zorgt er voor dat het DC niveau aan de ingang weer "0V" wordt, als er DC op de ingang heeft gestaan.
De hoge waarde van deze weerstand zorgt dat voor DC de belasing van de D.U.T. erg laag is.
Voor mijn HP 735A Transfer Standaard is de 10M alsnog te hoog voor een goede DC meting, maar dit maakt niet uit als er ruis gemeten moet worden.
De Ri van de HP 735A is rond de 1K en bij ruismeting is deze niet van belang, daar is dan de weerstand R5 van 25K5 dominant.
R2
Deze weerstand heeft de functie van stroombegrensing als de input een ingangs signaal te zien krijgt dat groter is dan 70V,
wat de ontsteekspanning is van de "GDT" wat staat voor Gas Discharge Tube.
C1
Dit is de koppel condensator voor de 400Hz High Pass stand.
C2
Deze bestaat uit 10x een 10uF condensator, dit omdat deze 10 stuks kleiner zijn dan 4x 22uF.
De hoge waarde van deze condensator heeft meerdere redenen, de eerste is een mooi laag kantelpunt zodat bij zeg de lage audio frequenties
er nog steeds een mooie blok uit de schakeling komt.
Nog een rede is het ruisgedrag in de lage frequenties, hoe hoger de impedantie die de opamp ziet aan de +ingang, hoe meer de stroomruis gaat meespelen.
Bij 100Hz is de is de 100uF condensator rond de 16Ω en de gezamelijke weerstadn van R2, R3, R6 en R7 is hier dominant.
Bij 7hZ is de impedantie van de 100uF ongeveer gelijk aan R2, R3, R6 en R7, mooi laag in frequentie dus.
R3
Deze weerstand zorgt er voor dat de schakelaar niet inbrand, nu nog 10 Ohm in dit stukje schema,
waarschijnlijk maak ik deze waarde nog iets hoger de belemmering zit er in, dat alle weerstand
die ik hier toevoeg ook het ruisgetal verhoogt.
R4
Deze weerstand zorgt er voor dat de 100uF condensator wordt ontladen als de schakelaar S1 in de 400Hz staat.
R5
Deze weerstand zorgt voor het DC path van de eerst opamp en samen met de condensatoren C1 en C2 vormt deze voor de kantelpunten van 400 en kleiner 1Hz.
R6
Deze weerstand is bedoeld als stroombegrensing tijdens het laden van C1 en C2 en bij grote amplitude variaties die geleiding van D1 en D2 veroorzaken.
D1 en D2
Deze begrensen de maximale spanning aangeboden an de +ingang van de eerste opamp, bij normale condities komen deze dioden nooit in geleiding.
C3 van 15pF dient om wat RF signaal als dat er is, een beetje te dempen.
R7
Deze weerstand helpt de ingang van de opamp nog verder te beschermen, dit daar dioden op de eerste flank van begrensing een hogere drempel laten zien,
dan de waarde 0,7V die meestal wordt aangehouden.
*******************************************************************************
Tweede deel, uitleg en afwegingen, eerste opamp
*******************************************************************************
Dit is het stukje schema wat de eerste versterker trap is, met hierachter de twee low pass filters.
De opamp
Ik heb na een aantal testen met verschillende opamps uiteindelijk gekozen voor deze dual opamp: LM4562AN.
Welke ook vervangen kan worden door de LME49720, deze is echter niet in een DIP8 verkrijgbaar is, maar wel in de SO8 behuizing.
Als eerst is zichtbaar dat er een Cer. condensator van 0,47uF direct over de voedings aansluitingen staan.
Een klein stukje verderop op de print komt dan nog 2x 100uF per voedings aansluiting naar de voedings nul gaan.
Versterking instellingen met R8 en R9 (a)
Dan krijgen we nu de componenten de de versterking bepalen van deze trap en dat is R8 en R9 in dit stukje van het schema.
Deze waarden zijn met opzet laag gekozen om twee belangrijke redenen, de eerste rede is de ruisbijdrage van deze componenten, hoe lager des te lager is ook de ruis die zij opwekken.
Dit kan niet onbeperkt omlaag worden gebarcht, er moet ook rekening er mee worden gehouden dat de opamp voldoende stroom moet kunnen leveren.
En als de opamp de stroom wel kan leveren, dan heb je door de hogere belasting, dat vaak de loopgain lager wordt en dat kan b.v. de vervormingswaarde negatief aantasten.
Signaal niveau's van de schakeling
We gaan even vanaf de uitgang terug rekenen om de signaal niveau's duidelijk te maken van deze meetversterker,
laten we uitgaan van twee volle 9V batterijen, dat levert een totale voeding op van 18V DC.
Om de tt waarde van het maximale sinus signaal te achterhalen die deze versterker kan leveren,
moeten we het RMS sinus signaal met 2√2 vermedigvuldigen wat de waarde is van 2,828.
De opamp (de tweede)heeft bij lichte belasting een uitgangs commonmode van 2x 1V, dus van de 18V houden we 16V over als we deze spanning van de 18V aftrekken.
Als je de 16V nu door 2,828 deelt, kom je dus voor het RMS sinus signaal aan max 5,66V aan de uitgang, ik hou meestal een factor 3 aan daar er nog wat meer verliezen meespelen.
Dus volle batterijen dan is 5V sinus RMS mogelijk aan de uitgang van deze meetversterker.
Deze meetversterker is ontworpen om goed met uitgangssignalen te werken van rond de 1V RMS max. en de rest is mooi meegenomen
Nu we de maximale uitgangsspanning weten en we de totale versterking ook weten is het maximale ingangs niveau ook bekend.
Dus bij 100x versterking en 5V RMS aan de uitgang geeft een ingangssignaal van 50mV RMS de maximale output.
Versterking instellingen met R8 en R9 (b)
Dan komen we nu weer terug bij de weerstanden R8 en R9 van de eerste trap.
In het schema staat hoeveel versterking deze eerste trap heeft en dat is 15,662x.
Het signaal aan de ingang is zoals ik hierboven al had aangegeven, maximaal 50mV RMS.
Het signaal aan de uitgang van deze opamp is 50mVx 15,662 = 783,1mV RMS.
Om er nu achter te komen hoeveel de opamp aan stroom moet leveren als b.v. de uitgang positief wordt, dan delen we de 783,1mV door 2, wat 391,55mV is.
Deze waarde moeten we dan vermedigvuldigen met √2 en dan komen we op 589mV positief uit.
Deze spanning staat dan over R9 bij maximale uitsturing en dan moet de opamp 0,554mA leveren wat hij op zijn sloffen doet.
Dit zelfde geld trouwens als het signaal negatief gaat.
Dus de belasting door de lage waarden van de weerstanden is hier geen enkel probleem, maar er is nog een belasting, deze wordt zo hieronder besproken.
De tweede rede van de in verhouding lage waarden van deze weerstanden, is dat je in verhouding minder last hebt van paracitaire capaciteiten rond deze onderdelen.
Dan hebben we ook nog de versterking die ik heb gekozen voor deze eerste trap, deze is dus iets meer dan 15x.
Hierdoor is de ruisbijdrage van deze versterkertrap dominant over die van de tweede trap.
Een tweede rede komt bij de beschrijving van de tweede versterker trap.
De condensator C15 stond in het schema op een waarde van 10pF, deze is nu vervangen door een trimmer.
Ik heb toch maar gekozen voor twee trimmer condenstoren omdat ik dan echt het maximale uit deze schakeling kan halen.
Filter sectie
Ik heb gekozen voor 10kHz en een 100kHz kantelpunt, zodat ik de condensatoren dubbel kan gebruiken en het zijn voor mijn gebruik zinnige frequenties.
Dit is een erg compakt ontwerp en heb geen ruimte voor een uitgebreider filter sectie en wat in het schema staat is het gevolg van vele afwegingen die ik heb gedaan.
Staat S2 in de bovenste stand, dan zijn de filters niet in werking en is de eerste opamp direct doorverbonden via R11 van 100Ω met de +ingang van de tweede opamp.
In deze stand heeft de totale versterker een -3dB bandbreedte van 5MHz bij een 1V RMS signaal aan de uitgang.
Staat S2 echter in de stand dat het filter is ingeschakeld dan is afhankelijk van de stand van S3 een 10kHz filter of een 100kHz filter ingeschakeld.
Deze filters zijn 12dB/Oct. er is te zien dat de condensatoren van links af steerds een factor 10 kleiner worden en dat C8 zelfs nog iets kleiner is.
Dit komt door de paracitaire capaciteiten, de verlaging van 100pF naar 82pF is een voorlopige schatting,
veroorzaakt door de print capaciteit, IC voetje samen met de ingangs capaciteit van het gebruikte IC.
R13
Dan hebben we nog R13 van 10M, deze zorgt er voor dat de ingang niet kan gaan zweven als de schakelaar S2 gebruikt wordt.
Het even zweven, kan nare grote DC pulsen op de uitgang geven.
De waarde is hoog genoeg om niet de filterwerking of de totale gain van deze meetversterker aan te tasten.
R23
Deze weerstand is er bij gekomen om de lading van de filter condensatoren ongeveer gelijk te houden om grote DC sprongen aan de uitgang zo klein mogelijk te houden
als het filter wordt ingeschakeld of omgeschakeld.
Stroom die de eerste opamp moet leveren
De oplettende lezer zal misschien ook nog denken dat de eerste opamp niet alleen R9 ziet als belasting met zijn max van 0,589mA.
Ook door R10 (deze is dominant in het filter) loopt stroom, dit ten gevolge van de frequenties boven het kantelpunt van het gekozen filter.
Zie het maar zo, dat C6 of C7 een kortgsluiting zijn, dan ziet de eerste opamp ook nog 499Ω als belasting.
Bij elkaar blijf ik ruim in het veilige gebied als de stoorsignalen op het te meten signaal niet extreem groot zijn.
Zeg dat je kiest voor het 10kHz filter en er is een zeer sterk 80kHz signaal aanwezig.
Dan kan als het stoorsignaal erg groot is, dit geclipt worden door de dioden aan de ingang,
blijf je hier onder zeg bij een ingangs signaal van 1Vtt dan zit je net onder het clippen van de opamp bij volle batterijen.
De LM4562 kan minimaal 23mA leveren aan de uitgang volgens de datasheet en met dit extreme signaal blijf ik daar nog net onder.
Wat ik hier omschijf als wat kan gebeuren als je filters gebruikt in meetversterkers, is niet uniek voor mijn schakeling.
Meetversterkers hebben altijd een dynamisch bereik voor signalen buiten hun kantelpunt, en hoe dit in alkaar steekt hangt af van hoe de desbetreffende schakeling is opgebouwd.
Zoals deze eigenschappen: passief of actief, bij actieve filters de voeding spanning, slew rate, ruisgedrag enz.
Totale gain
De uiteindelijke versterking van de eerst en de tweede trap is ook zo gekozen dat met 1% weerstanden je tussen 98 en 102x versteking kan uitkomen.
De aangegeven weerstandwaarden voor de versterking R8, R9 en R14, R15 heb ik in 10 stuks per waarde gekocht.
Deze weerstanden meet ik dan met een multimeter na en op deze manier kan ik binnen 1% komen wat de totale versterkings fout betreft.
Met een klein beetje extra inzet door het meten van de weerstaden kan je zonder trimpotmeters dicht bij de optimale 100x versterking komen
*******************************************************************************
Derde deel, uitleg en afwegingen, tweede opamp en uitgangs beveiliging
*******************************************************************************
Dit stukje schema zal ik nu bespreken:
R13
Deze weerstand had ik al besproken maar hij is hier iets beter zichtbaar, deze zorgt er voor dan de +ingang niet kan gaan zweven bij het gebruikt van schakelaar S2.
Nu zullen enkele lezers denken, deze weerstand heeft een hele hoge waarde en dat gaat flink ruisen...
Als dit de enige impedantie aan deze ingang zou zijn, dan is deze veronderstelling correct.
De ingang ziet gelukkig een lage impedantie van de eerste opamp of de filter schakeling.
R14 en R15
Deze stellen de versterking in van deze trap, ook hier zijn lage waarden gekozen voor de zelfde reden als de eerste trap.
C11
Ook deze condensator wordt net als bij de eerste opamp, uiteindelijk bepaald als de print gemaakt is, de 27pF is nu nog een richtwaarde.
R16, R17 en R18
Deze bepalen samen met R18 van 39Ω de 50Ω uitgangs impedantie.
De uitgangs impedantie wordt in de lagere frequenties voornamelijk bepaald door deze weerstanden.
De LM4562 heeft een openloop uitgangsimpedantie van 13Ω wat laag is voor een opamp.
Door de hoge loopgain van deze opamp is bij 10kHz en 1x versterking de uitgangs impedantie van deze opamp 0,01Ω
Natuurlijk is de uitgangsimpedantie bij hogere gain en hogere frequenties ook hoger.
Dus bij 1MHz is de uitgang niet langer mooi 50Ω
De verdeling van de gain tussen de twee versterkertrappen is dus niet aleen bepaald door de eisen wat ruisgedrag betreft maar ook om zoveel mogelijk
loopgain te hebben om de uitgangs impedantie zo goed mogelijk 50Ω te houden.
Deze afwegingen zijn ondermeer noodzakelijk voor een goed pulsgedrag met zo min mogelijk abberaties.
C12, C3 en C14
Deze zorgt voor de AC uitkoppeling van het signaal.
Het kantelpunt is ook hier weer gekozen zodat dit ruim beneden de 1Hz zit, als je een standaard meetapparaat aansluit dat meestal 1M aan de ingang is,
dan is het kantelpunt aan de uitgang bij -3dB ongeveer 0,03Hz, hiermee haal ik zeker 0,1dB bij 1Hz.
De versterker is bedoeld voor het aansturen van een stukje 50Ω coax kabel en dan een hoog Ohmige ingang zoals een scoop, breedband AC mV meter enz. met de 1M ingangs impedantie zoals hierboven beschreven.
R20
Deze weerstand zorgt er voor dat het DC niveau op de uitgang "0" wordt, ook als er niets op de uitgang is aangesloten.
Dus als de versterker uit staat wordt de spanning over de condensator uiteindelijk "0V" DC.
Aan de linkerzijde zorgen R14, R14, R16, R17, en R18 en aan de rechterzijde van de condensator R20 voor het ontrladen.
D3 en D4
Deze zijn bedoeld voor het beveiligen van de uitgang als er energie in deze uitgang wordt gepropt.
R18 die behalve voor een flink deel van de uitgang impedantie zorgt, begrenst hier ook de stroom die in een foutsituatie hier kan lopen.
Als er b.v. +24V DC op de uitgang wordt gezet en we vergeten C12 even dan loopt de stroom door R18, D3 en wordt de 9V voeding van de +9V batterij opgetild totdat de drempel van de TVS diode berijkt wordt.
Nu staan in het schema nog 15V typen voor de TVS dioden, maar dat worden 10V typen.
Deze dioden zijn de unipolaire uitvoering dus als je de batterij verkeerd om tegen de batterij clip houd, zal er niet meer dan 1 diode drempel over de voeding vallen met de verkeerde polaritijd.
Ook hier komt nog een kleine aanpassing, er komt direct in serie met de batterijen een laag Ohmige weerstand.
Dit om de batterijen te beschermen bij repeterende fout situaties.
C9 en C10
Deze dienen ter ontkoppeling van de voeding spanning, deze helpen ook met het begrensen van de piekspanning/stromen in fout situaties.
Dit is het derde deel.
Commentaar, ik hoor het graag
Laatste aanpassing gedaan op: 31-3-2017
Schema aangepast.
Groet,
Blackdog
