resonantie frequentie LC kring

Ik ben een uitgangsfilter aan het ontwerpen van een middengolfzender.
Via de Smith chart komt de eerste sectie van het filter een LC seriekring met als spoel 4,8µH en de twee condensatoren van 2000pF, als in de onderstaande afbeelding:

De beide condensatoren staan met elkaar in serie parallel over de spoel.
Als ik de waarde van de spoel bereken dan kom ik uit op een zelfinductie van 9,89µH waarop de kring in resonantie is.
Hoe kan dat nu dat de spoel volgens de Smith chart nu 4,8µH moet zijn?

Aan de ene kant moet de kring in parallel resonantie zijn met een oneindige hoge impedantie maar aan de andere kant een seriekring met een heel lage impedantie, waar zit nu mijn denkfout.

Wanneer er in een passief filter er meerdere passieve filter secties achter elkaar staan (aan elkaar gekoppeld zijn) dan kun je de passieve filter secties niet los van elkaar analyzeren omdat alle passieve filter secties van elkaar afhankelijk zijn (elkaar belasten / beinvloeden) en alleen samen als geheel het passieve filter vormen met een gewenste overdrachtsfunctie / karakteristiek.

Ha Martin V,

Op zeker dat je afsluiting vergeet kijk daar even naar !
De waarde van 4,8 µH is juist op mijn kladpapiertje maar..... het geen @Bobosje opmerkt is een punt van attentie...
Meet je met de VNA of andersen, welke systeem impedantie heb je in gedachte ?
Zonder rekening met de impedantie bron en afsluiting dan, is 9,89µH de juiste waarde je ziet een en ander is afhankelijk van de impedanties !!

Groet,
Henk.

Bedankt voor de reacties @Bobosje en @electron.

Ik heb geprobeerd die eerste spoel rond de 9,8µH te houden, maar dan klopt er niets meer van de aanpassing.
@Electron wat de bedoeling is een 50 ohm ingang en uitgangsimpedantie.
Door de andere spoelen in het filter ook groter te maken trekt die aanpassing wel redelijk goed op 50 ohm uitgangs impedantie.
Dus nu gebruik ik spoelen met een hogere zelfinductie en dit is dan het filter:

Smith chart:

Ha Martin V,

Vraag als je 50 Ω in en 50 Ω als zo kiest waarom dan een 1:4 transformatie ???

Ik laat even het imaginaire deel achterwegen dan kom ik op Rin ≈ ( 1 + C2 / C1)2 RL
Maar jou laatste tekening is anders dan waar je mee begon :S

Groet,
Henk.

Hallo Henk,

waar ik mee begon was alleen die eerste spoel met de twee condensators als voorbeeld. De resonantiefrequentie bleek dus ergens op 2200kHz te zitten.
Nu maken die eerste spoel en de twee condensators deel uit van het eigenlijke filter wat ik heb laten zien.
Er komt op de ingang een blokgolf te staan, geen sinus en vandaar het uitgebreide filter. Ik heb er wel vertrouwen in dat dit ontwerp beter zal werken, als dat met die kleinere spoelen van 4,8µH.
Voorlopig hou ik het maar zo en zal dat in de praktijk gaan testen.

Ha Martin V,

Dat is duidelijk behalve je afsluit weerstand welke waarde ?
Het is bijna niet mogelijk dat alle waarden het zelfde zijn !!

Groet,
Henk.

Mocht het helpen...

Ha Bobosje,

Ja maar wat is nu de bedoeling ? geen laagdoorlaat geen bandfilter....
Of wel een laagdoorlaat functie tenslotte heel laag is niet belangrijk.
Het beste is dat @Martin V, even aangeef wat het moet gaan worden bandfilter Fo 1600 kHz en misschien transformeren van Zin naar Zuit :?

Groet,
Henk.

Hallo Henk en Bobosje,

Henk L1 C1 en C2 dienen om van een blokspanning, een sinusspanning te maken. De rest wat erachter staat dient voor de aanpassing en de harmonischen te sperren.
Het is een resonant filter op de gebruikte frequentie.

Ik ben vergeten om het filter af te sluiten met een weerstand van 50 ohm. Wanneer ik dat wel doe dan zakt de uitgangsimpedantie naar 25 ohm, van de gehele werking is dan niets meer goed.
De frequentie is intussen veranderd naar 1620kHz en het filter heb ik iets ingekort door een spoel en condensator aan het eind van het filter minder te gebruiken.Hierachter komt een kring L2 en C3 en L3 welke een hoge impedantie heeft en ook een hoge Q factor, waardoor harmonische vervorming van het signaal glad gestreken wordt.
Het filter ziet er nu zo uit:

Wanneer ik voor C3 een waarde van 2000pF gebruik, krijg ik de uitgangsimpedantie niet in de buurt van de 50 ohm, die blijft ergens rond de 25 ohm. Pas wanneer ik de capaciteit verlaag naar 400 of 300pF is de uitgangsimpedantie wel bijna 50 ohm, namelijk 48 of 49 ohm.
De beide spoelen L3 en L4 worden dan wel fors hoger; 30µH voor L2 en L3 bij 400pF voor C3. En met C3 op 300pF is dat 38µH.
Dit is de Smith chart:

Dit zijn de impedanties op de bepaalde punten in het schema:

De reflectiedemping en het fase verloop van het filter:

En dit is dus het schema van dat filter:

Het is een beetje vreemde combinatie om van 2000pF opeens over te gaan op een condensator met een veel lagere capaciteit, maar het werkt.
Doordat de impedantie over C3 nu behoorlijk hoog is, zal de Q denk ik ook hoger zijn als met 2000pF.

Ha Martin V,

Henk L1 C1 en C2 dienen om van een blokspanning, een sinusspanning te maken. De rest wat erachter staat dient voor de aanpassing en de harmonischen te sperren.

Om van een blok golfvorm een sinus golfvorm te maken zal je alle relevante harmonische voldoende moeten onderdrukken !
Dit kan je doen met een aantal laagdoorlaat secties minimaal drie, er zijn dan ook drie fasen die het signaal doorloopt !

De eerste sectie maakt van de blokgolf een soort parabolisch gevormde exponentiële golfvorm.
De tweede sectie is een echte driehoekige golf.
De derde sectie maakt van de driehoek een redelijk sinus vervorming < 1 %.
Alle filters zijn afgestemd op de resonantie frequentie.

Jij vermeld dat de laatste secties voor aanpassing zijn maar de afsluiting is gelijk aan de bron impedantie ?
En dan welk filter niet alle filters lenen zich om een blokgolf te verwerken zonder te veel artifacts te produceren !!
Dit geldt zeker als je filter aangestuurd wordt door een digitaal 0 / 1 schakelaar.....

Aanvulling: jij gebruikt een LC combinatie dat gaat even sneller toch vind ik het een rare combinatie :?
Ik heb een filter uitgerekend niet perfect qua puls antwoord

Groet,
Henk.

Hallo Henk,

de ingang van het filter komt niet direct op een transistor maar op de secundaire wikkeling van een uitgangs transformator van 50 ohm.
Eigenlijk twee want er worden twee eindtrappen gebruikt, die twee uitgangs transformatoren staan in serie met elkaar, dus dan is het tweemaal 25 ohm.

En dan welk filter niet alle filters lenen zich om een blokgolf te verwerken zonder te veel artifacts te produceren !!
Dit geldt zeker als je filter aangestuurd wordt door een digitaal 0 / 1 schakelaar.....

Hallo allemaal,
Martin vraagje? Is dat inderdaad voor transistor, of voor FET?

VrGr Rob

Hoi Rob,
Voor een Mosfet eindtrap 8 stuks, eigenlijk in twee eindtrappen 1250W output.

Ha Martin V,

Dat is duidelijk maar..... je voert nu voor dipool 1 ( black box ) 50 Ω reëel in met een trafo enz lijkt dit niet helemaal reëel |:(
Vandaar jou opmerking om de eerste sectie te gebruiken voor aanpassing !
Dan moet dat wel een beetje te tunen zijn.

In het algemeen kan je stellen als je zelf de bron bent en een min of meer vaste frequentie gebruikt,
zal je hoofdzakelijk te maken hebben met harmonische en die positie is bekend.
Dan is het aantrekkelijker om een lage orde laagdoorlaat filter te gebruiken i.v.m. de fase ruimte en,
tunen van de impedantie.
Indien nodig een sper of bandstop filter op de positie van de harmonische.

Groet,
Henk.

Dan moet dat wel een beetje te tunen zijn.

L1 is voor de tuning en L3 is voor de loading.

L1= 9,65µH
L2=38µH
L3=38µH
C3=300pF

Het filternetwerk is gebaseerd op de Sintronic halfgeleider zender 1kW:

Met als uitgangsfilter:

Je ziet hier nog een zuigkring over de uitgang zitten, vermoedelijk voor de 3e harmonische, want de 2e is verwaarloosbaar voor een blokgolf.
Met zuigkringen kun je er meerdere parallel over de belasting zetten, zodat een tweede zuigkring er gerust bij kan voor de 2e of 5e harmonische.
Een andere mogelijkheid is om een bandsper filter naar de belasting op te nemen. Of een combinatie van zuig en -sperkring als bandsper filter.

Wanneer ik jouw filter in de Smith chart zet krijg ik een uitgangs impedantie van rond de 12,5 ohm.
Datzelfde resultaat krijg ik met een Chebyshev filter welke is berekend door de calculator, ook wanneer ik zelf een filter ontwerp krijg ik dit resultaat.

een nieuwe post want ik kan niet meer als een vijf afbeeldingen per keer neerzetten.

Toch vreemd dat een Chebyshev of welk filter dan ook een uitgangsimpedantie van 12,5 i.p.v. 50 ohm heeft. Eigenlijk 17 ohm.

Ik begrijp niet wat je nu allemaal aan het doen bent. Je neemt een filter dat van 50 naar 50 ohm gaat, en dan zet je aan de uitgang nog een weerstand van 50 ohm, en ook nog een weerstand van 50 ohm in serie met een heel klein spoeltje. Als je dan 'looking toward the black box' kijkt, is het toch logisch dat je 50/3 ≈ 17 ohm ziet?

--
Overigens nog iets anders: het zender-uitgangsnetwerk is niet om de antenne 50 ohm te laten zien, maar om de zénder 50 ohm te laten zien.
De inwendige weerstand van de zenderuitgang is zelf natuurlijk geen 50 ohm. Als dat wel 50 ohm was, zou het rendement nooit meer dan theoretisch 50% kunnen zijn, terwijl het in de praktijk veel hoger is.
De zender is zelf geen 50 ohm, maar is wel gemaakt om zijn vermogen af te leveren áán 50 ohm.

Als een zender (gebouwd voor 50 ohm belasting) geen SWR-beveiliging had, zou hij aan bijv. 20 ohm meer vermogen leveren dan aan 50 ohm. Maar daar is hij niet voor gemaakt, en de transistoren zouden veel te warm worden.

Je rekent dus wel een zenderbelasting van 50 ohm uit, maar dat is niet omdat de zender 50 ohm zou zijn (dat is hij niet), maar omdat de zender 50 ohm belasting moet zien.

Trouwens... Die zender van je, is dat de Sintronic SI-A-1S? Die herinner ik me nog; Singer Electronic, de oude naam, hoorde je toen nog weleens.
Ik kwam in Manaus (Br.) zo'n ding tegen, dat zal 1980 geweest zijn. Hij was toen net aangekocht voor de omroep daar.
Heeft die van jou ook die digitale multimeter, (dus extra bovenop de drie paneelmeters bovenin)? En een hele langzame blower meen ik. Of samenstel van verscheidene ventilatortjes dan.

Hallo frederick E. Terman,

was dat maar waar dat ik die Sintronic zender bij me had staan, nee dat is niet zo.
Het klopt dat die van de Singer Electronic is, maar ik gebruikte de info over dit apparaat als voorbeeld hoe ik dat ook zou moeten doen, in mijn ontwerp. Ook hier worden klasse D eindtrappen gebruikt, met als uitgang meerdere transformatoren, welke in serie staan geschakeld om alle vermogens bij elkaar op te tellen.
Wat betreft de ontwerpen welke met het programma van de Smith chart zijn gemaakt.
Door mijn onwetendheid dacht ik dat je de uitgang van een filter moest belasten met een weerstand van 50 ohm, maar dat is dus niet zo.
Het ontwerpen van laagdoorlaatfilters is nu geen probleem, hetgeen komt omdat ik niet zoveel ervaring heb met het programma van de Smit chart.
Ik heb intussen een filter volgens een ander programma SVC filter designer wat een 7e orde Chebyshev laagdoorlaat type is laten ontwerpen.
Voor de 3e harmonische heeft dat een demping van meer als 70dB.
Ik denk erover om dit in mijn ontwerp te gaan gebruiken, de spoelen zijn niet groot 7 tot 8µH.
Omdat ik met het programma van de Smith chart nu goed overweg kan, is het ontwerpen van filters geen probleem meer.

Ik heb overigens wel een vraag; tot nu toe gebruikte ik resonerende filters op de gebruikte frequentie, maar kan dat ook gedaan worden met een niet resonerend filter, dus gewoon een filter welke boven de werkfrequentie is ontworpen, welke de kantelfrequentie is van dat filter?

Het is eigenlijk veel beter als je ervan uitgaat dat de 'black box' de belasting is. En die ga je dan aanpassen aan de bron, die 50 ohm wil zien.
Alleen zit de belasting (= de black box) links en de bron zit dan rechts, wat je normaal meestal andersom tekent. Maar daar is overheen te komen.

kan dat ook gedaan worden met een niet resonerend filter,

Dat kán niet alleen, maar is zelfs de normale manier van werken. In het algemeen hebben wij elektronici een hekel aan resonerende filters.
Als er geresoneerd moet worden, nemen we daar wel een aparte resonantiekring voor. Dat werkt beter, en rekent ook handiger.
Het laagdoorlaatfilter moet natuurlijk wel passen bij de werkfrequenties die je erdoor wilt jagen. Als er veel uiteenlopende frequenties gebruikt worden (denk aan een amateur-HF-zender), dan is het uitgangsfilter schakelbaar - d.w.z. er zitten er verscheidene in, waarvan er één gekozen wordt met relais die met de frequentiekeuze meeschakelen.

(De traps in een retro AM-omroepzender zou je een uitzondering kunnen noemen. Maar dat zijn ook meer aparte 'toevoegingen', die ook zó smalbandig werken dat ze de eigenlijke werking van het laagdoorlaatfilter, waarachter ze geschakeld zitten, niet noemenswaard beïnvloeden.
Die traps zitten daar a) voor het geval een harmonische van de omroepfrequentie toevallig net op een ter plaatse ook gebruikte frequentie valt, en b) alleen in de wat 'krachtigere' zenders.
Een amateurzender (dus bijv. in NL max. 400 W) zul je nooit losse traps in zien; daar is het laagdoorlaatfilter voldoende.)

Dat kán niet alleen, maar is zelfs de normale manier van werken. In het algemeen hebben wij elektronici een hekel aan resonerende filters.

Toch begrijp ik het geheel plaatje niet.
Ik heb een vraag over niet- resonerende filters zoals een 7e orde Chebyshev voor 50 ohm.
Uit een calculator haal ik zo de waarden op, maar als je dat gaat doormeten op een VNA klopt het één en ander niet. Zo is de ingangsimpedantie niet zonder reactieve waarden en de reflectie demping is maar 30 of 40dB.
Met een resonant filter kan de reflectie demping wel 80 of 90dB zijn.
En wat is de reflectie demping nu eigenlijk, oke zoals de naam al zegt maar dat zegt me niet zoveel, wat houdt het nu eigenlijk in als je een filter gaat ontwerpen.
Wat is de invloed van een reactieve weerstand aan de ingang of de uitgang van een filter.
Een filter uit de calculator is verre van perfect vind ik, in hoeverre kan dit van invloed zijn voor de aanpassing van de zender.
Wanneer ik condensatoren allemaal dezelfde waarde van een reactantie van 50 ohm gebruik en ik gebruik ook spoelen met een reactantie van 50 ohm, dan krijg ik een veel betere aanpassing als bij het ontwerp van een filter uit de calculator, wat heeft het dan voor nut om een Chebyshev filter te gebruiken.
Dit zijn vragen waarop ik zit te piekeren en ik kom er niet uit.

Ik heb een vraag over niet- resonerende filters zoals een 7e orde Chebyshev voor 50 ohm.
Uit een calculator haal ik zo de waarden op, maar als je dat gaat doormeten op een VNA klopt het één en ander niet. Zo is de ingangsimpedantie niet zonder reactieve waarden en de reflectie demping is maar 30 of 40dB.

Ik begrijp niet precies wat je nu eigenlijk van een filter verwacht.
Een reflectiedemping van 30 of 40 dB is bijna ideaal. Dat zijn dan trouwens nog de maxima, de 'slechtste' punten dus.
40 dB reflectiedemping wil bij een kilowatt uitgangsvermogen zeggen dat er maar 0,1 W reflectie is. Dat is niets voor een zender. De SWR zou dan 1,02 zijn; knappe meter die dat duidelijk en nauwkeurig aangeeft.

Met een resonant filter kan de reflectie demping wel 80 of 90dB zijn.

Een CLC (dus slechts driepolig) laagdoorlaatfilter met alle elementen ideaal 50 ohm, aangesloten op een ideale 50 ohm belasting, zou op de resonantiefrequentie inderdaad 'oneindig' goed aanpassen - het is daar 'resonant'.
Maar: als de werkfrequentie 1,6 MHz zou zijn, zou je ontdekken dat je jouw geclaimde 90 dB reflectiedemping niet meer haalt als je verder dan 50 Hz van de draaggolf afzit. Hogere modulatiefrequenties kunnen dan dus niet meer. Laat je 80 dB reflectiedemping toe, dan kun je tot 160 Hz moduleren. en daarna ga je alweer over de grens; ook nog niet zo bruikbaar dus.

En dat is dan nog met ideále componenten, en met een belasting die overal exact 50 ohm is, en voor een driepolig filter. Dus die 80 of 90 dB-getallen zijn in het echt onzin. Laat staan als je met meer dan drie componenten - steeds van 50 ohm reactief - gaat werken. Daarvan moet je trouwens eens de doorlaat plotten!

(Los van dat alles: heb je eigenlijk enig idee hoe idioot weinig −90 dB reflectie is? Dat is bijvoorbeeld de reflectie (in een 50 ohm-systeem) van een weerstand van 50,000 000 1 ohm. Dus 50 ohm plus een extra '1 gedeeld door tien miljoen' ohm.
Of een weerstand van exact 50 ohm in serie met een reactantie van diezelfde 0,000 000 1 ohm.
Van de 1 mW uit je VNA komt er dan één picowatt (een miljoenste ván een miljoenste) retour. Het zou me verbazen als de VNA dat werkelijk kan meten.
Maar je snapt nu hopelijk wel dat, al zou je echt een ideale 50 ohm weerstand hebben, je die dus niet eens aan kunt sluiten: de aansluitdraden zijn immers veel méér die 0,1 micro-ohm.) Of je zou daarna de zaak precies moeten afregelen (weerstand afvijlen :)). Maar dan mag daarna ook de temperatuur niet meer veranderen.
In alle normale gevallen kom je gewoon nooit aan 80..90 dB, maar zul je met normalere getallen genoegen moeten nemen.

--
Als je maar op één frequentie wil werken en nooit meer veranderen, dan hoef je natuurlijk geen echt laagdoorlaatfilter te maken. Maar tot nu wilde je altijd wél meer frequenties kunnen gebruiken.

Voor één enkele vaste frequentie kun je in feite doen wat je wilt, ook je 'resonante filter'. Maar dan met aangepaste verwachtingen qua reflectiedemping. En 'alles 50 ohm' gaat voor meer dan drie polen niet op.