Extreem Low Noise voeding

Mooi weer. Al zou ik het eerder een "current sink" noemen ipv een "current source"

10mV over de shunt is wel erg weinig. Samen met de 0.85 Ω van de mosfet kom je dan aan een dropout van < 100mV op 100 mA. Dus ik zou denken dat de shunt wel iets hoger kan. En dan heb je minder ruis toch? Of zie ik dat verkeerd?

Hi deKees,

Ik was duidelijk al moe, ik heb delen vergeten te vertellen.
Zoals bij de stroom die ik in eerste instantie had gekozen, de regeling pas minder werd beneden de 70mv!

En ja ik heb gedacht op een hogere waarde van de meetweerstand.
Ik bepaal later of ik de waarde aanpas, eerst maar even laten bezinken.

Het geheel is vrij universeel, makkelijk aanpasbaar voor andere toepassingen.

Je ziet current sink's meer toegepast, maar vele voldoen niet aan de eis die ik stel dat over het volle bereik goed werkt.
De minimaal 0,5V haal ik nu ruim met 70mV bij 50mA als resultaat.

Morgen weer een volle werkdag, ik dacht toch echt dat ik gepensioneerd was... *grin* dus weinig tijd voor electronica.

Dank voor je input.

Bram

Hi,

Om mijn blikje met de referentie Zeners te kunnen testen heb ik natuurlijk voedingspanningen nodig.
Het schema heb ik al laten zien, dat is het schema met de twee LM317 regelaars.

Het printje waar ik dat op ga bouwen had ik al klaar gelegt en toen dacht ik, ik moet ook Snubbers over de trafo windingen hebben.
Dus daarvoor het ik ruimte nodig op dat printje, dat past wel, maar het een en nader moet dan wel wat opschuiven op de print.

Snubber test tool
Dus ik heb mijn "Snubber Tool" er bij gepakt en een paar metingen gaan doen aan de trafo die ik hier voor het projectje heb liggen.
Hier is info te vinden over de Snubber Tool: https://www.circuitsonline.net/forum/view/154429

Schema met de uitgezochte waarden
Dit zijn de waarde voor de twee secundaire wikkelingen die ik bij het testen van de trafo bepaald heb.
Je sluit dus de wikkelingen die niet wil weten kort, en de wikkeling die je wilt gaan meten sluit je op de snubber tester aan.
Dan ga je experimenteren met de condensatoren, C1 en C2 in het schema is uiteindelijk de condensator die de energie in de trafo duwt op het snubber printje.
Die waarde moet ruim hoger zijn dat de diode capaciteit van je brugcel, een brug met 1N4007 gaf hier iets van 35 a 40pF aan, de brugcel met de 1N581x rond de 140pF.

R2 + C3 en R1 + C4 in mijn schema kies je zo dat je een niet te lage weerstand waarde gebruikt maar wel een goede demping hebt.
Na wat experimenteren kom je er snel genoeg achter wat optimaal is.
Nu wat testen en de uitkomsten zijn voor beide metingen echt verschillend.

.
Eerst nu de 10V wikkeling die alleen wordt aangestoten door de puls en verder geen dempings netwerkje.
De resonatie met de 4N7 aanstuur condensator is ongeveer 1,1MHz.
De counter die je rechts boven in beeld ziet staan is de frequentie van de puls generator.

.
De Overshoot/Ringing is nu bijna helemaal weg, ik kan het nog iets vlakker maken, maar dan wordt de weerstand waarde erg laag.

.
Nu de 16V wikkeling die voor het Referentie deel bedoeld is.
Eerst weer de puls zonder demping.
Hier is een Cursor meting aangezet die de frequentie van de resonantie laat zien.

.
Nu is de demping aangebracht zoals in dit plaatje is als mini schema.

.
Hier is de resonantie zover gedempt dat in het oranje kader de lijn net vlak is, er is wat overshoot maar de resonantie is zo uitstekend gedempt.
Het trimmen gebeurt met een 25 turn trimpot, voor de meeste metingen is een 1K model goed te gebruiken.

Werk je met spoelen die voor groot vermogen zijn, zeg een trafo die een 35V, 10-Ampere wikkeling heeft, dan heb je waarschijnlijk een 20 a 100Ω trimpotmeter nodig en hogere condensator waarden voor een goede demping.

Dat was weer een stukje van de ontwikkeling van de ze voeding.
Sommige zullen misschien denken, je hebt zo'n mooie condensatorbank als buffer Elco, daar komt die resonantie frequentie toch niet doorheen...
Ik denk dat de resonantie voldoende gedempt word, maar daar zit niet het echte probleem, de bedrading van de trafo en de trafo zelf die stralen op de andere delen van de voeding in, dus ook voorbij de mooie buffer condensator.
Door goede demping van het resoneren van de trafo wikkelingen ten gevolge van de spreiding zelfinductie is het ratelen dat vaak te horen en te zien is, nu niet meer mogelijk.
De spreiding zelfinductie resoneert met de totale capaciteit die deze wikkeling ziet, dus diode capaciteiten, aansluitdraden en de capaciteiten naar de andere wikkelingen toe.

Nu ik de waarde weet voor de snubbers, kan ik de LM317 voeding print gaan afbouwen.
Laters meer hierover.

Groet,
Bram

Hi,

Sinterklaas avond, goede avond om weer eens wat te posten betreffende dit project.
Het voeding printje is klaar en de opbouw volgt weer vrij goed het schema dat ik al eerder heb laten zien.

Helemaal links zijn twee gele aansluitingen te zien, daar komt de 16V trafo wikkeling op aangesloten, in het oranje kader zijn de onderdelen van de uitgemeten Snubber te zien.
Bovenaan in het midden is een rode aansluiting te zien, dat is de 16,5V aansluiting waar de kachels van de 2x LM399-50 uit gevoed worden.
Aan de rechter kans zijn weer twee stuks gele aansluiting te zien dat is de 13V aansluiting voor de Zener pull up weerstanden en de +voeding voor de opamps.

Aan de -kant van de Philips zijn drie stuks "0" aansluitingen, dat is het gekozen massa potentiaal, er onder zijn twee stuks blauw aansluitingen te zien,
dit is de -2.2.V voor de negatieve aansluiting aansluitingen voor de opamps zodat de ingangen en de uitgangen mooi in het lineaire gebied blijven.
Deze Philips Elco’s zijn nagemeten en hebben een goede ESR waarde.

Er zijn twee 20 turn trimpotmeters te zien, de linker is voor de 16,5V spanning en de rechter voor de 13V spanning.
Boven de rechter potmeter is een extra weerstand te zien van 39K, dit om deze trimpot mooi in het midden van het regelbereik te brengen.

.
De onderzijde, een aantal delen zijn expres van wat meer soldeer voorzien, dit om de Ri te verlegen van deze verbindingen.
De onderzijde moet nog wel met IPA geboend worden, dat komt wel als de eerste stabiliteits testen gedaan zijn.
Deze print is verder niet echt kritiesch, maar ik hou van schone printen.

.
Een van de eerste metingen, de DMM7510 laat de uitgang spanning zien, en deze kromme komt door het ruisfilter en dat zijn C3 en C4 van versie V1.1 schema.
Dat is wel een van de negatieve kanten van dit soort schakeling opbouw, er is een lange tijd nodig voordat de spanning binen 1mV is, denk aan 10 minuten.
Maar die afweging had ik al gedaan, de nadruk ligt op hele lage ruis en dat blijkt goed te zijn.

De Keysight meter laat de extra uitgang zien, de ruim 200mV ga ik misschien gebruiken voor de stroombegrensing.

.
Hier is het voedingsprintje na het testen aangesloten op het referentie kastje, de bedrading is expres kort gehouden en daarom staat het referentie kastje op een hoekje van een meetinstrument.
Ook het Oranje/Wit netwerk kabel paartje is kort gehouden, dit allemaal om het oppikken van stoorsignalen zoveel mogelijk te beperken.
De extra meetklemmen zijn bij de verdere testen verwijderd, dit i.v.m. het oppikken van storingen.

.
Dit is ongeveer de spanning uit de twee Zeners, waarom ongeveer, ik weet niet meer wanneer is dit plaatje heb geschoten en of de elco's toen al op spanning waren, maar het zel er niet meer dan een paar mV naast zitten.

.
Dit is ee nmeting van ongeveer 7 uur lang en die wil ik laten zien i.v.m. de twee oranje kaders, dat zouden twee "popcorn" jumps kunnen zijn, die wil je in spanning referenties niet zien.
Deze jumps zijn minder dan 3µV en ik heb geen zekerheid of deze jumps uit de LM399 Zeners komen, de opamp er achter, elco's in het filter, DMM7510 of externe stoorbron.
Voor de goed orde, 7,2µV op de schaal van de meter is 1PPM dus de variatie is echt klein en verder voor mijn toepassing niet intressant.
Zou ik meer wille nweten hierover, dan zal ik de DMM die er onder staat en dat is de Keysigt 34465A tegelijk moeten laten loggen, dan kan ik zien of die kleine sprongetjes tegelijk optreden,
Dan zou de kans groot zijn dat deze variaties hun oorsprong hebben in mijn referentie kastje.

.
Hierbij een plaatje welke ik net heb gemaakt, er zijn nu 24 uur voorbij en er is onder meer zichtbaar dat de uitgang een beetje zwabbert.
En waar zit nu de oorzaak, veroudering van de Referentie zeners, condensatoren lek, opamp drift, drift DMM7510, Seebeck effecten bedrading, wie zal het zeggen.

.
Vooralsnog ben ik tevreden met het resultaat, geen echt rare pieken zichtbaar, als je de drift door temperatuur variatie zou wegreken blijft er niet meer dan 6µV ruis over.
En zou je op korte termijn gaan kijken zoals hieronderbij een 17 seconde window, dan zit de ruis bij alleen 5PLC van de DMM7510, dus zonder middeling, rond de 2µV, wat heel goed is.

.
Vragen en opmerkingen, ik hoor ze graag, SHOOT!

Groet,
Bram

Ha blackdog,

Het printje ziet er netjes uit de setteling tijd tja dat had ik in mijn inbreng al aangegeven.
Dat is niet anders willen daarom gebruik ik een digitale regelaar voor het gebied DC....30 Hz.
Deze regelaar beïnvloed het analoge regel circuit niet qua tijd.....
Maar goed dat is een keuze voor mij was de reactie tijd belangrijk 1 ms anders is een automatische meting ( sweep ) bijna niet te doen.
Ik ben benieuwd naar het totale resultaat altijd leerzaam.
De ruis meting dat is discutabel maar dat is bijna een draad apart

Groet,
Henk.

Hallo,

Ik heb het nog niet helemaal aandachtig doorgelezen, maar heb er al wel even doorheen gescrold. Volgens mij had TS het al eens aangehaald, maar een labvoeding wordt vaak gezien als een 'begin' project. Als je deze topics leest dan snap je dat dit echt niet het geval is! Het begint wel te kriebelen om zelf een voeding te maken. Dat zal dan wel een 'general purpose' worden en meer ter Leering dan het resultaat.

Het is best gaaf om te zien dat zoon project eigenlijk uit allemaal miniprojectjes bestaat. Leuk om te zien dat elk onderdeel apart aandacht krijgt. Dat maakt het voor andere projecten ook handig.

Het zou best handig zijn als alle informatie uit deze, maar ook andere topic van Blackdog en andere gebruikers geïndexeerd zouden zijn. Stel ik wil mijn project voeden met een trafo, dan is het handig als je de relevante stukken makkelijk terug kan vinden. Misschien dat ik eens een lijstje maak, als ik me verveel. (Of Jeroen moet een AI integereren in CO )

@hardbass,
Dit is dan ook geen zeker geen labvoeding in de klassieke zin
De meest spannende die ik ken gebruikt een REF01 als referentie.

Om het beter te doen als een koopdoos met een kern rond twee LM741's (ja die worden nog verkocht) is ook niet zo heel moeilijk.
En om een flink aantal projecten te voeden zullen die ook voldoen. Het is allemaal wat je verwacht.

Hi,

hardbass
Leuk dat je mee leest!

Algemeen
Ik laat in dit project stukje bij beetje het ontwikkel proces zien van een LAB voeding waaraan hoge eisen worden gesteld.
En dan niet zoiets van het moet minstens 30V en 5-Ampere zijn.(de meeste gebruikers in de electronica gebruiken dit nooit bij ontwikkeling)
Jajajajja ik weet het vele lezers vinden dit wel, mijn uitgangspunt hierin is, dat je meerdere voeding types nodig hebt als je wat meer dan de basis doet.

Dit ontwerp van dit topic is een speciaaltje, relatief klein van vermogen zeer lage 1/F ruis en hoge stabiliteit en goede regel eigenschappen.
Er zijn van een aantal kleine bedrijven dit soort producten te koop en ik dacht, ik bouw er zelf een.
Geen computer sturing, maar gebruik makend van 10 slagen potmeters, wat naar mijn menig bij ontwikkeling een stuk prettiger is dan knoppen drukken of slecht geimplenteerde rotary encoders...

Bijna alles wat ik hier laat zien als ontwikkeling, doen de grote fabrikanten ook, maardaar staat altijd een "Bean Counter" over de schouder mee te kijken, DENK OM DE MARGE!
Daar heb ik al bijna 25 jaar geen last meer van bij ontwikkeling van electronica, nu ervaar ik alleen nog het plezier er van. *grin*

Tipje voor de lezers die willen weten hoe andere het doen, kijk eens naar dit project in de Art of Electronics - The x-Chapters en dan bij 9x.21 daar wordt ook een voedings project beschreven.
Je zal dan ook lezen dat er overeenkomsten zijn tussen mijn project en die van Horowitz and Hill met waar je tegenaan loopt bij het ontwikkelen van een goed functionerende LAB voeding.

Lijstje!

Ik heb vanochtend even getest hoelang het duurd voor de uitgang stabiel is na bijna een uur te hebben uitgestaan.
De DMM7510 multimeter weer even vers op "0" gezet zodat het makkelijk aflezen wordt nadat de schakeling weer wordt ingeschakeld.

1 minuut: 0,1V
2 minuten: 40mV
3 minuten: 14mV
4 minuten: 5,8mV
5 minuten: 2,3mV
10 minuten: 125µV
15 minuten: 24µV <= hier gaat de omgevings temperatuur al weer meespelen
20 minuten: 5µV <= hier gaat de omgevings temperatuur al weer meespelen

Bij de hele lage waarden hou ik er rekening mee, dat de DMM en andere delen van het geheel kleine variaties geven door het heen en weer lopen en de kachel die is aangegaan.
Het zij zo, ik zit niet in een klimaat kamer van 23,5C en 70% lucht vochtigheid, jammer maar helaas.

Groet,
Bram

kijk eens naar dit project in de Art of Electronics - The x-Chapters en dan bij 9x.21 daar wordt ook een voedings project beschreven.

Dang it ... ik heb de 2e editie ...

ik moet ook Snubbers over de trafo windingen

Kijk, die sla ik even op voor versie 2 van de "Old Skool" voeding waar ik mee bezig ben. Dit topic levert mij meer inzicht en ideeën op, dank daarvoor Bram.

Vraagje, als je anti-ratel condensatoren over de gelijkrichter dioden zet, dan moet je dat meenemen in de berekening van de trafo snubbers neem ik aan.

Hi Roland,

Lang geleden dat ik wat van je gehoord heb.

De condensatoren over de diodes, zijn dan niet nodig.
Condensatoren zijn een beetje een botte bijl methode, maar drukken meestal de ratel wel flink de kop in doordat de Q van het geheel dan laag is.

Als je de eenvoudige schakeling bouwd met de 555 en BS170 MOSFets die ik heb laten zien en de bedrading kort houd,
heb je binnen een paar minuten de goede snubbers uitgevogeld.

Hoe iemand het verder wil doen, dus 4x een condensator of een optimale snubber, dat wordt jullie afweging.
Nog even dit, aan de primaire zijde is het iets anders, daar staan bij mijn project een stevig netfilter over de 230V heen.
De grote waarde van de condensatoren daar aanwezig, t.o.v. de zelfinductie van de primaire zijde zorgen er voor dat de Q al laag is.
(hele grote C's van het netfilter t.o.v. van de inductie en zware belasting scundaire zijde)

Voor de snubber over de netschakelaar moet ik nog uitvogelen wat de beste RC combie wordt als nodig, om de schakelaar te beschermen.
Dit zal niet al te kritisch worden, als ik het heb uitgezocht, zal ik het hier laten zien voorde door mij gebruikte trafo.

Groet,
Bram

[Bericht gewijzigd door blackdog op woensdag 6 december 2023 12:56:50 (18%)]

Op 6 december 2023 10:29:44 schreef blackdog:
Lijstje!

Ik heb vanochtend even getest hoelang het duurd voor de uitgang stabiel is na bijna een uur te hebben uitgestaan..
...
1 minuut: 0,1V
2 minuten: 40mV
3 minuten: 14mV
4 minuten: 5,8mV
5 minuten: 2,3mV
10 minuten: 125µV
15 minuten: 24µV <= hier gaat de omgevings temperatuur al weer meespelen
20 minuten: 5µV <= hier gaat de omgevings temperatuur al weer meespelen
...
Het zij zo, ik zit niet in een klimaat kamer van 23,5C en 70% lucht vochtigheid, jammer maar helaas.

Ha blackdog,

Ik vind die tijden, en het verloop, erg meevallen. Elke andere voeding verloopt ook bij een koude start. De referentie zit bij andere voedingen gewoon in een kast die opwarmt tijdens bedrijf. Eerder door mij gemeten voedingen hadden ook wel een kwartiertje nodig, en verliepen dan tot 8mV.

Het zou in het algemeen goed zijn om de prestaties van jouw ontwerp te vergelijken met bekende goede andere voedingen. Bijvoorbeeld een prachtig door jou gehaald laag ruisgetal etc. zal velen niet zo veel zeggen. Maar als je het kunt vergelijken met b.v. een Delta dan krijgt het perspectief.

groet! Gertjan.

Hi,

Deel-1

Dit wordt een wat lang topic met redelijk wat plaatjes en voor mij veel tijd dat het kost, ik doe het graag maar soms gaat de metingen mis en ben ik bijna klaar
en dan kom ik er achter dat er iets niet klopt...
Deze keer was de oorzaak een 68K weerstand die in een 68 Ohm bakje zat.
Uiteindelijk heb ik van deze vergissing aardig wat geleerd, ik ga dat hier niet allemaal uitleggen maar om het een en ander niet nog meer tijd te laten kosten,
hou ik het aantal metingen beperkter dan wat ik van plan was.

Power Stage / Serie transistor
Deze keer wil ik het hebben over de “Power Stage” of in het Nederlands de “Serie Transistor” bij lineaire voeding schakelingen.

Ook bij dit deel wil ik kijken van wat er mogelijk is, om een zo goed mogelijke performance te krijgen.
Ik had natuurlijk al wat ervaring opgedaan met mijn NA-01 voeding project en een paar die er na kwamen.
Maar door moderne meetinstrumenten te gebruiken is het nu beter in beeld te brengen hoe goed de schakeling presteert.

Bode Plot
Ik heb zeker een jaar of 8 geleden een meetsetje gebouwd om de fase marge van schakelingen
te kunnen meten, maar dit doe je allemaal met de hand en je moet goed op je niveaus blijven letten.

Tegenwoordig kan je met diverse merken scoops Bode Plots maken en dit wordt heel netjes in beeld gebracht als je het ook goed instelt. ?

Wil je b.v. de fase marge van een voeding schakeling meten, dan heb je op de lage frequenties maar heel weinig signaal nodig en hoe hoger je in frequentie gaat meten hoe meer signaal je nodig hebt.
Zie het maar zo, als een omgekeerde openloop gain van een opamp.
Waar het om gaat is, dat dat je meet systeem niet clipt tijdens de meting in de lagere frequenties en dat er in de hogere frequenties er voldoende signaal beschikbaar is zodat je boven de ruisvloer blijft.
Je hoeft het ingang signaal niet precies te compenseren, je kan in de meeste scoops dit in een paar banden instellen zodat je goed kan meten zonder perfecte compensatie.
De software in de scoop rekent alles voor je uit, zodat je netjes je fase en gain marge uit de grafiek kan aflezen.

De metingen aan de Serie Transistor schakeling gewone Darlington of de Sziklai Darlington.
Bij deze metingen zijn er geen grote gain variaties, omdat de schakeling configuratie die ik gebruik
een gain heeft van iets minder dan 1x omdat het een variatie is van een emitter volger.

Maar eerst dit het volgende om beter te begrijpen wat mijn afwegingen geweest zijn.
De maximale uitgang stroom is 2-Ampere waar ik vanuit ga.
De maximale spanning op de buffer Elco ligt rond de 20V onbelast met een hoge Netspanning.
De stoom die de opamps voor de U en de i loop mogen leveren wil ik niet meer hebben dan 10mA.
Dit om de dissipatie in de opamps niet te hoog te maken i.v.m. temperatuur drift.

Dit betekend dat er een serie transistor nodig is die een hFE heeft van meer dan 200.
De meeste goede (Audio) power transitoren zitten tussen de 90 en 130x voor de hFE.

Er is een PNP NPN setje dat duidelijk beter is in dit aspect en dat zijn deze:
NPN: 2SC6144
PNP: 2SA2222
Dit zijn 50V typen 10Ampere en 25Watt hFE van de gene die ik heb is >300.
Dit lijkt een aardige kandidaat als ik er twee zou gebruiken, maar door de plastic TO220 behuizing
Is het een stuk moeilijker de energie af te voeren en zou ik wat zekerheid willen hebben,
Dus voldoende marge, dan zouden het drie transistoren moeten worden met nog steeds goede koeling voor calamiteiten, zoals niet in de gaten hebben dat de max. stroom op 2-Ampere staat en je niet in de buurt bent van de LAB voeding.
Het is een mooi setje transistoren, waar ik zeker nog wat mee ga doen, zoals een functie generator versterker, maar dat is niet voor dit topic.
OK, maar welke power transistor dan wel gebruiken, ik heb een redelijke collectie Audio Power transistoren hier op voorraad en ik heb uiteindelijk gekozen voor een redelijk speciaal type.
Hiermee ben ik testen mee gaan doen, dit vooral om te zien dat de schakeling opbouw en door de hoge Ft van deze transistor, dit geen roet in het eten zou gooien bij mijn configuratie.
Door de trafo spanning van iets meer dan 10V AC en ik graag 10V bij 2-Ampere zou willen kunnen trekken uit deze voeding moet ik zuinig zijn met alle verliezen die op kunnen treden.
Ik zal misschien nog wat extra windingen leggen over de trafo zodat ik tegen de 12V AC komt, maar dat bepaal ik later.

OK de rond de 130x aan hFE heb ik met de door mij gekozen transistor, dat zou resulteren dat mijn U en i opamps 16mA zouden moeten verwerken als uitgang stroom.
Dat is ver voorbij mijn doelstelling, kan het? ja dat kan, maar dit heeft te veel negatieve eigenschappen, zoals de al aangehaalde thermische problemen van de opamp.

Mooi, een goed manier is dan om een Darlington te gaan gebruiken, maar een gewone Darlington levert je een hoger verzadiging spanning op, dus nog meer verliezen die ik nu juist niet kan gebruiken.
Maar van twee transistoren achter elkaar is nog een versie, dan maak je gebruik je een PNP power transistor en je plaatst daarvoor een NPN stuur transistor.
Nu heb je in principe maar 1x de verzadiging spanning, dit is een beetje kort door de bocht om het zo te stellen, maar het is veel duidelijk beter dan de normale Darlington configuratie.

Het grote voordeel van deze configuratie welke de naam heeft van een Sziklai Darlington, is dat er stroom tegenkoppling aanwezig is en dat het een vrijwel volledig tegengekoppeld paartje is.
De Ri aan de uitgang, zeg waar je stroommeet weerstand meestal is aangesloten, is zeer laag hierdoor.
In de laatste versie van : The Art Of Electronics is een hoofdstuk aanwezig over de Sziklai Darlington.
Dit voor als jullie wat meer info willen hebben.

Ik vond een stukje op het web dat beschrijft dat de Sziklai Darlington trager is, dat kan kloppen vooral als je hem niet goed instelt en bij mij,
zoals tijdens de eerste metingen, dit omdat er een weerstand in een verkeert bakje zat.

Laat ik eerst een zien wat ik heb bereikt met het goed instellen van de Sziklai Darlington en daarna de weg er naartoe.

Het eerste plaatje is een Bode Plot (Versterking + Fase relatie over een frequentie gebied)
Als eerste de "krent uit de pap" na het optimaliseren van het Sziklai paartje.

Voor de gene die er geen ervaring mee hebben, dit is extreem goed.
Bij 15Mhz 0,5dB demping en de fase is bij 12Mhz -45 graden.
Bij 1MHz is de gain en de fase nog plank recht.

Het is zelfs nog wat beter te krijgen en dat kan door de emitter weerstand van de BC337-40 nog wat lager te nemen, de kan op HF generaties nemen daarbij wel toe.
De bereikte resultaten zijn nu al zo goed bij de 10V CE van de NJL1302 dat het verder opvoeren van de bandbreedte je beter niet ten koste moet laten gaan van de HF stabiliteit.

Ik geef met opset aan, dat dit gemeten is bij de 10v CD van de NJL1302, bij lagere collector emitter spanningen worden de interne capaciteiten groten, met als resultaat minder bandbreede.
Hier is trouwens gemeten met ongeveer 100mV AC signaal dat uit een functie generator komt, waarbij ik een DC shift gebruik om de basis stroom/Collectorstroom in te stellen, zodat er ongeveer 400mA door het paartje loopt.

.
Nu een min of meer reële test, hier heb ik weer de zelfde sweep gedaan maar nu over de 10Ω load weerstand een serie schakeling gezet van 0,1 Ω en een goede 100µF elco.
Dit lijkt veel slechter, maar valt het erg mee, de gekozen 100µF is voor mij de standaard voor 2-Ampere uitgang stroom, de 0,1Ω weerstand steld mijn stroom shunt voor.
Een 100µF elco heeft bij 10KHz een Rc van 0,16 Ω, bij 100KHz is dat 0,016Ω, dit is dus een hele zware belating voro dit trapje.
Maar heel belangrijk is het fase gedragzelfs tot 1MHz is dit maar 20-graden gezakt.

Boven de 300KHz is te zien dat dat de versterking van de twee transistoren af neemt en dat de versterking daardoor echt gaat afnemen,
de Ri van de uitgang van de Sziklai Darlington wordt daardoor hoger.

.

Nog een meting van de zelfde configuratie en dat is de stijgtijd van de zelfde setup, alleen geen Bode Plot sweep, maar de generator op een blokgolf ingesteld en naar de stijgtijd gekeken zoals het eerste plaatje.
De gele trace is het ingang signaal en de groene trace de uitgang van de Sziklai Darlington, dus de bovenzijde van de 10Ω weerstand.
De stijgtijd van de gebruikte generator is ongeveer 3,5nSec en de meting geeft hier 4.16 aan, dat is heel netjes, want de belasting is niet mooi 50Ω breedbandig door onder meer de extra 1:10 probe tip en wat draad lengte.
De weergegeven golfvormen zien er schoon uit dit komt door de 16x middeling, die al de SMPS bagger rond mijn werktafel filterd.
Vooral in de gele trace en het laaste opgaande stukje is wat abberatie zichtbaar, dat zal door het niet goed afsluiten komen en samen met de reflectie vanuit de uitgang van de Sziklai Darlington.
Er is ook een deel veroorzaakt door de massa touwtjes van de scoop probes, het is een totale som van de meetomgeving die de aberaties veroorzaken.
De gebruikte generator is als deze goed is afgesloten, geheel vrij van aberaties.

.
Nu een andere test en dat is het zelfde blokssignaal maar dan nu met de 100µF en 0,1Ω serie weerstand over de uitgang.
De Sziklai Darlington heeft ongeveer 600nSec nodig om de groene lijn vlak te krijgen.
Bij alle testen die ik heb gedaan, zijn er geen vreemde HF generatie verschijnselen opgetreden

.
Dit is nog maar een deel van het hele verhaal en het gaat maar om twee transistoren drie weerstanden...
Dit is het printje waarmee ik de afgelopen dagen heb getest.

.
Dit is voor nu even genoeg, heb straks nog een ander klusje dat af moet.

SHOOT!

Groet,
Bram

Hi,

Deel-2

Komt later vandaag of morgen..

Bram

Ha blackdog,

Mooie metingen, en een compliment voor de heldere uitleg.
Vooral leerzaam om zo de bodeplot van een Sziklai Darlington te zien!

groet! Gertjan.

Hi,

Vanavond even iets anders, dus niet de aanvulling op de Power Darlington die nog moet komen.
Dat vraagt vrij geconcentreerde arbeid en dat gaat met mijn Covid hoofd niet zo optimaal.

Maar na een paar dagen weinig te hebben gedaan ben ik wat metingen gaan doen met wat nieuw meetspul, dit om ervaring er mee op te doen en
om te kijken of de ervaring dan ook iets oplevert voor dit project.

Het gebruikte nieuwe meetinstrumentarium bestaat uit de EULER Precision 80dB meetversterker en de Quant Asylum 24-Bit Geluidkaart voor het doen van metingen.
Verder ook nog de 12-Bit scoop van Siglent.

Dit stukje gaat over het ruisgedrag van LM317 type lineaire regelaars en dan ingesteld tussen 11,5 en 13V uitgang spanning.
De aangeboden spanning aan de ingang is bij de geteste typen 16V en de afgenomen stroom is ongeveer 20 tot 25mA.
Let op, deze metingen hebben betrekking op dit project, dus bij mijn spanningen en de LM317 typen krijgen een schone 16V aa nde ingang, net als in mijn schakeling in dit topic.

Hieronder de schakeling waarmee ik getest heb, de LM317 versie zit in een klemmen strookje gemonteerd voor het makkelijk wisselen, maar eerst het schema dan een plaatje van de testprint.

Weinig schokkends is hier te zien, behalve dan misschien de 47uF over de instelweerstand van 2K7 wat dus voor en laag kantelpunt zorgt, en daardoor de ruis goed filtert

.
Hier is een deel te zien van de hele setup.
De uitgang van de LM317 print gaat naar de 80dB voorversterker, dan een BNC splitter vandaar naar de scoop en op de ingang van de Quant Asylum.
De Quant Asylum is volledig symetrisch opgebouwd, dus er zijn twee ingangen per kanaal en er is zichtbaar dat de niet gebruikte ingang van het kanaal een BNC afsluitweerstand heeft.
De andere ingangen van het rechter kanaal worden niet gebruikt en staan uit in de software.

.
Dit is het andere deel van de meetapparatuur, de GW-Instek voeding die op 16V staat bij max. 60mA en de 12-Bit Siglent scoop in de "roll modus".
Als de scoop in de normale modus staat is er niet goed mee te werken, de frequenties zijn gewoon te laag, daarom is de roll modus dus uitgevonden.

.
En dit is het blokschema van deze setup.

.
Nu al eerste even een plaatje gemaakt met de Quant Asylum, dit soort metingen doen met FFT is heel lastig, je hebt voldoende "bins" nodig en je werkt bij hele lage frequenties.
Dit levert extreme meettijden op, goede 1/F ruismetingen kan eigenlijk hiermee niet worden uitgevoerd, ook door de beperking van het apparaat, lager als 48K sample rate kan niet bij de ADC die in het kastje bevinden.
Ik heb vandaag ook met mijn andere meetcomputer getest met de Virtins software en de M-Audio geluidskaart, hierbij a 8KHz als sample frequentie moglelijk, maar het is nog steeds lasting daar goed bij te meten.
Ook mijn 12 Bit USB Pico Scoop heb ik getest met ene lage sample frquentie, vooral met de Pico Scoop-7 versie software is FFT een drama, verschilende bugs en de FFT hebben we lekker verstopt voor je en
dit samen met de opties die je veel gebruitk, de prutsers, dus k gebruik nu weer versie-6.
Links zie je een extra schaal waar wel al in voorzien is in de software, deze geeft de ruis aan in V√Hz, en dit plaatje is van de beste van de drie LM317 type regelaars die ik getest heb.
De snelle afval boven de 10KHz komt door het filter in de meetversterker, welke -3dB bij ongeveer 0,1Hz en 10Hz is, dit is de norm voor het meten van ruis aan de meeste voeding systemen en referenties.

.
Bij de 80dB EULER meetversterker wordt een rapport gelevert en daarbij is ook de grafiek van de filtering te zien.
Hier dus een sweep van 0.01Hz to 100Hz met wat meetpunten.

.
Ik heb doordat ik met FFT metingen niet zo kan meten zoals ik wil, gaan meten met de scoop, zoals je ook vaak in allerlij datasheets kan zien.
Hier de LM317 van ST, de meting duurde 100-Seconden, 10 seconde /Div voor de goede indruk.
Bij de probe instellingen heb ik aangegeven dat ik een "Probe" heb die 10.000x versterkt(80dB)
De schaal is hier 10µV per Div.

.
En dit is een LM317 van National later dus TI geworden.

.
En dit is de laatste die ik vandaag getest heb, dit is een LM1086 van National (TI) een kloon van de Lineair Technologie LT1086.
Het is duidelijk dat de 1/F ruis veel beter is dan de vorige typen.
Maar dat betekend nog niet dat de stabiliteit bij verandering van chip temperatuur ook beter is, daar ga ik ng een testje mee doen, plaats ik twee LM317 typen tegen elkaar en wel geisoleerd zodat ik de stabiliteit
goed kan gaan vergelijken bij de belasting die ze ongeveer gaan zien, de uitkomsten ondanks de lage sample grote al ik hier tonen.

.
Conclusie
Nou... wat heeft het mij opgelevert, vooral meetinzicht en ervaring om ruis te meten bij lage frequenties aan b.v. voeding schakelingen.
En dat waarschijnlijk als je lage ruis nodig hebt en je een "317" type regelator wilt gebruiken een LM1086/LT1086 een betere keuze zou zijn in mijn gebruikte schakeling.
Ruis uit voedingschakelingen zijn trouwens op meerdere manieren de kop in te drukken, en hoe je dat gaat doen, hangt geheel van de toepassing af.

En als laatste nog een plaatje van de LM1086 en nu met een meettijd van 1000-Seconden, er zijn geen grote uitschieters te zien, dus weinig popcorn noise.

.
Zoals altijd: SHOOT!

Groet,
Bram

Wow, mooi spul weer. Ik ben bijna jaloers.

Ik had wel een idee over de current-sink. Als je de regeling aan de bovenkant doet dan blijft hij werken tot onder nul. Een simpel voorbeeldje zou er dan zo uit kunnen zien:

De diode D2 zorgt ervoor dat de uitgang nooit meer dan 0.7V negatief kan worden.

Al zijn er natuurlijk wel betere regelingen denkbaar.

Ha Blackdog,

Mooi om te zien dat een LT1068 minder lijkt te pruttelen dan de LM317!
Natuurlijk zijn er meer LM317 fabrikanten, met verschillende processen, en die zijn natuurlijk allemaal weer anders.
Maar toch iets om in het achterhoofd te houden voor kritischer toepassingen.

En sowieso erg fraai om dat zo zichtbaar te krijgen.
Wat dat betreft: De QuantAlysum is een audioanalyser, en dus niet geoptimaliseerd voor sub-laag. (net als mijn Clio, waar ik ook tegen dat probleem aan loop).
Je hebt nu dus een prachtige pre-amp, geoptimaliseerd voor 0,1-10Hz, maar de QA403 begint onder de 3Hz af te vallen. Bij mijn Clio meen ik ook nog 1/f ruis van z'n eigen opamps te zien, en mogelijk gepruttel van de ingangselco's.
Een scope is DC in, en dus eerlijk, maar dan is het weer lastiger te zien bij welke frequenties de pruttel zit...

1/f ruis meten is niet makkelijk
Ik probeerde dat in het verleden met een Picoscope (4262, 16bits), die is in elk geval recht tot DC. Maar de software is onhandig, en in het het spectrum zitten veel meer paaltjes die uit de Pico zelf komen dan bij Clio....
Met jouw preamp kun het te meten signaal ver boven de ruisvloer van de Pico tillen, en dan is die 16bit ook geen beperking meer. (Maar de Pico software wordt er niet beter van )

Groet, Gertjan.

Hi,

Dank weer voor de opmerkingen!
vandaag nog wat metingen gedaan en wel aan een LM399.

Eerst even een plaatje als referentie, maar hou er wel rekening mee dat er niet omschreven staat hoe de meting gedaan is van het Piek-Piek ruisniveau.
Ik vermoed echter dat dit ook met de zelfde filter eigenschappen is gedaan, als mijn EULER meetversterker heeft, dit omdat het al vrij lang de meetstandaard is voor meten aan referenties.
Dit plaatje laat over ene tijdsbestek van 250 seconden zien dat de ruis ongeveer 10µVPP is.
Hou er rekening mee dat dit een typical waarde is, er zijn vrij grote verschillen, meetinstrumenten fabrikanten doen hele lange metingen aan de LM399,
bij Keysight dacht ik langer dan 6 maanden voor een LM399 in een meetinstrument komt, dit zover mijn kennis rijkt.

.
Nu drie plaatjes van de LM399 via de QuanAsylum met verschillende middeling, let ook op de schaal aan de rechter zijde, deze is anders dan bij de LM317 type metingen, het ruisniveau is duidelijk lager.
De eerste foto is zonder middeling gemaakt.

.
Nu is er 10x middeling toegepast, voor het inschatten is dit mooi genoeg, maar zou het nog beter kunnen?

.
De verschillen naar een flinke stap meer middeling maakt het weinig beter, dus zonde van de meettijd.

.
Plaatje van een oud LM399 testprintje dat ik heb gebruikt voor deze metingen, op het stukje printplaat vastgezet naast de LM377 testprint.
De Zener stroom voor de LM399 wordt door een LM334 verzorgt en is temperatuur gecompenseerd door een extra diode en weerstand, wat een applicatie is uit de LM334 datasheet.

.
Maar hoe ziet het scoop plaatje er uit van een LM399 ruismeting, nou die staat hieronder, drie maal gedaan door foutjes die ik maakte, had ik eindelijk een vol scoop beeld,
had ik met mijn dikke vingers weer aangeklikt dat het kanaal stroom meette, weer 16 minuten meettijd weg gegooid.
De meetgegevens komen aardig overeen met de waarde in de datasheet van de LM399.

.
Conclusie van dit stukje
Het is toch aardig mogelijk onderscheid te maken tussen een LM317 en b.v. een LM399 referentie diode wat de ruismetingen betreft.
Hou er rekening mee dat deze metingen voor mij ook nieuw zijn, de meeste ruismetingen heb ik gedaan met mijn Audio Precision meetset, maar die is niet zo geschikt voor metingen in de hele lage frequenties.
Als ik het goed heb, gebruikt de Audio Precision meetset een mooie AD637 RMS converter, maar die is door de middeling die moet worden toegepast, niet geschikt voor echt lage frequenties.
De Keysight 3446x multimeters kunnen vrij goed tot zo'n 5Hz meten, daar beneden gaat het ook niet goed meer, de Keithley 7510 DMM heeft als ik het goed heb voor AC ook een AD637 aan boord.
Dan hebben we nog de Digitizing mogelijkheid van de multimeters die ik heb, welke je misschien ook zou kunnen gebruiken, wat ik al een beetje doe met de grafische weergave van de stabiliteit.
Ik heb echter geen idee hoe het met de bandbreedte en ruis van de Digitizing meetinstrument zelf zit, dit moet ik nog verder gaan uitzoeken.
Dan zou ik bij projecten drie manieren hebben om de ruis tussen 0,1Hz en 10Hz redelijk goed te kunnen inschatten, ondanks dat ik bij wat meetinstrumenten aan de rand van hun kunnen zit.

En dan verder vandaag twee 317 type regelaars thermisch tegen elkaar zetten en dan kijken wat hun temperatuur verloop is.
Het gaat dan om een LM317 van TI, Motorola, ST of National en de LM1086 die een beter ruisgedrag had.

Groet,
Bram

Ha Bram,

Weer mooie en leerzame metingen!
Een paar gedachten:

Is het wel een goed idee om die spectra te middelen?
Als je naar dat LM399 datasheetplaatje kijkt waar je mee begon, dan zie je dat daar allemaal a-periodische verschijnselen in zitten. Die verdwijnen met middelen, en dat is jammer.

En een oude raad van rbeckers: bij ruismetingen de dot join van je scope uitzetten. Dan zie je beter het karakter van de ruis...

groet! Gertjan.

Ha blackdog,

Vraag waarom meet je met een scope
Of anders gevraagd wat is de reden dat je gaat digitaliseren....
Ik meet analoog piek in een tijdslot ruis is nagenoeg niet te digitaliseren zeker niet met een moderne teken machine.
Voor een redelijke ultra laag meting ben je 3 uur kwijt het specificeren van 1/f ruis heeft alleen zin als je het over lange tijd bekijkt.
Mijn ervaring het heeft voor een DC spanning referentie totaal geen zin je PID regelaar gooit alles er af.
Ik zie de laagfrequent fluctuatie wel terug in je plaatje maar goed kijken dat zijn niet de naaldjes die naaldjes is een ander proces !
Op de grafiek die je van LT hebt bijgevoegd is dit mooi te zien.
En middelen kan alleen statisties (afhankelijk van het meetapparaat).
Weet je welke ADC er in de geluidsbox zit?

Groet,
Henk.

Hi,

Kijk naar wat ik probeer te bereiken, dat is naar het stukje van 10 seconde dus 0.1Hz tot 10Hz tijdens deze metingen aan diverse componenten.

0,001Hz en langer kan ik zien in de drift metingen met een goede DMM.
De scoop geeft mooi de ruis aan binnen de bandbreedte waarmee ik meet.

Wat betreft de metingen met QuantAsylum en de middeling, ik laat juist zien met de drie metingen wat de verschillen zijn.
Ja met middeling haal je de random pieken weg, daar is dus middeling voor.

Wat overblijft is een bepaald gemiddelde en als je naar de LM317 metingen kijkt en de LM399 kan je het verschil zien.
De LM399 heeft duidelijk minder ruis dan de LM317 regelaars en als je goed kijkt, kan je ook zien dat de ruisband van de LM399 vlakker is.
De LM399 heeft duidelijk minder last van 1/F ruis omdat binnen de frequentieband waar binnen gemeten word,
zou je naar b.v. 0,001Hz tot 0,01 Hz kijken bij de LM399, dan kan het best dat mijn LM399 op het testbordje richting de 0,001H meer ruis gaat krijgen.
Als ik dat goed zou willen meten, moet ik aardig wat stappen gaan zetten om te zorgen dat de omgeving van de D.U.T. heel goed gecontroleerd wordt.
Dat zijn dus b.v. stabiele voedingen, zeer goede afscherming, temperatuur stabiel houden enz, dat is geen kattenpis.

Je kan op meerdere manieren naar het gedrag kijken van je D.U.T. uren, dagen, maanden metingen is voor dit project niet van toepassing.
Maar ik vind het zeker intressant om te weten hoe je dat goed doet.

Jim Williams heeft een test schakeling eens gebouwd met piek detectoren zodat je over en bepaald tijdstraject de maximale piekwaarde kan vastleggen van de ruis van een spannings referentie.
B.v. dus als je in je datasheet specificeert 10µV TT ruis over 10 seconde dan kan je dat op die manier meten meten en vastleggen.

Hoevaak er popcorn plopjes optreden bij een bepaald product, hoe je dat meet hangt geheel af van wat je belangrijk vind.
Ik moet hier nog ergens wat data hebben van testen van spanning referenties die heel lang gemeten zijn en ook metingen tot zoiets als 0,001Hz van een aantal referenties.
Als ik ze weer gevonden heb, die documenten zal ik hier een linkje plaatsen, maar nogmaals valt buiten dit project maar dus zeker intressant.

Wat ik al aangaf, ik ben aan het leren hoe ik met de spullen die ik nu heb allerlij metingen kan doen, verschillente tools die overlappende en ook verschillede uitkomsten laten zien.
Leren, fouten maken, beter doen, het het hier delen, dat is het doel met als uitkomst een voedinkje dat een stuk voorbij schiet in de eigenschappen van professionele producten die er te koop zijn.

Plaatje met DOT meting op verzoek van Geertjan.
Met opset het plaatje niet kleiner gemaakt, ik kan niet goed inschatten of dit nu een betere presentatie is van de LM399 ruis, de meetsetup is verder het zelfde gebleven.
Oja, met je mobiele telefoon werken in de buurt is geen goed plan om dit plaatje te kunnen maken.
Ik denk dat de normale modus van de scoop toch een betere indruk geeft van de ruispieken tijdens de meting bij lage frequenties.

.
Maar ik hoor natuurlijk graag wat jullie mening is met onderbouwing, ik wil nog steeds leren.

Groet,
Bram

Ha Bram,

Je hebt natuurlijk helemaal gelijk dat je meetmethode helemaal afhangt van wat je in kaart wilt brengen. Vaststellen wat de gemiddelde ruis is van een component is iets heel anders dan speuren naar popcorn plopjes, en vereist dus ook een andere aanpak.
Weinig dingen zijn zo leuk als spelen met meetmethoden om te ontdekken wat wel en niet zinnig is, en wat voor een bepaalde doelstelling de beste resultaten geeft

.
Wat betreft die dot-join:
De scope doet een reeks metingen, dat zijn de puntjes. Voor ons gemak kan de scope daar lijntjes tussen berekenen: de dot-join functie. Zo zie je makkelijker dat het signaal een sinus of een blok is.

Die dot-join is dus handig om golfvormen te herkennen. Maar ruis is geen golfvorm, maar een willekeurig, random fenomeen. Elke momenteel gemeten spanning is willekeurig anders. En als je daar dan lijntjes tussen gaat trekken, dan verberg je informatie, in plaats van dat het duidelijke wordt....

In het door mij gelinkte topic in m'n vorige post was in mijn eerdere meting, met de dot-join aan, alleen een band van ruis te zien.
Met de 2e meting, met dot-join uit (alleen de puntjes) kun je duidelijk zien dat er een Gaussiaanse distributie in de ruis te zien: Veel meer puntjes rond de nullijn, die steeds minder worden naarmate je verder van de nullijn afkomt.
In de eerdere meting werd dat gemaskeerd door de lijntjes.

.
Terug naar jouw meting:

^{klik voor vergrote versie}

Als je naar de vergrote versie van je plaatje kijkt, dan zie je in het linker rode vakje een hele serie puntjes. Dat was dus een heel stel metingen waar een hoge piek zat. (iets als in je LM399 datasheet plaatje bij 100 en 225sec)

Maar in het rechter rode vakje staat maar 1 enkel puntje.
Als de dot-join had aangestaan, dan zou je geen enkel verschil gezien hebben tussen deze twee, terwijl die linker waarschijnlijk een echte popcorn is, terwijl die rechter slechts een statistische buitenligger is. (die heb je nu eenmaal ook in een Gauss distributie...)

Dat beeld wordt versterkt omdat onder het linker rode vakje ook in de ruisband nog een band van puntjes zit, terwijl er onder het rechter rode vakje in de ruisband weinig puntjes te vinden zijn.

groet! Gertjan.

Ha die Gertjan,

Ik begrijp wat je bedoeld, maar het is denk ik nog complexer, b.v. het verticale kader dat je hebt gemaakt kunnen de punten in tijd ook naast elkaar liggen.
Maar dat langwerpige kader kan je zo beter beschouwen in de dot modus als een stukje popcorn noise.

Mooi het volgende, een vergelijking tussen twee LM317 type regulators betreffende de temperatuur stabiliteit bij ongeveer de belasting die de regelaars krijgen in mijn schakeling.

Ik heb twee regelaars van verschillend type/merk via een dik Alu oxide plaatje aan elkaar gekoppeld.
Dus beide regelaars hebben hierdoor vrijwel de zelfde temperatuur.
Beide regelaars hebben hun eigen instelweerstanden en dat is 56Ω tussen adjust en de uitgang en 500Ω tussen de adjust en massa wat resulteert in ongeveer 23,5mA per regelaar.

Hier zijn de instelweerstanden te zien, de bruine elco is een 220µF ontkoppeling van de 500Ω naar massa, welke ook het meeste dissiperen van iedere regelaar.
Ik heb print aansluitoogjes gebruikt om de regelaars aan te sluiten zodat ze met en beetje moeite weer los te solderen zijn om eventueel meer regelaars te testen.
De regelaars zijn wat de uitgang niet aan elkaar verbonden, aan beide zijden is een isolatie busje gebruikt om ze gescheiden te houden.
De massa's en de ingangen zijn wel doorverbonden omdat dit de meting niet schaad.

Ik heb met wat snelle lijm en granulaat een 10K-NTC op het plaatje gelijmd om de temperatuur bij te kunnen houden,
dit t.o.v. de DC drift door de temperatuur verhoging die optreed door dissipatie.
Het dunne draad heb ik ook een stukje vast gelijmd aan het plaatje zodat de gemeten temperatuur zo reel mogelijk is.

De draadbrugjes zijn aangebracht om de meet klemmen aan te sluiten.

.
Hier hangen alle meetklemmen aan het printje.

.
Jaja een "Hoogbeeld TV" plaatje gemaakt met de IR camera, hier is te zien dat de weerstanden de meeste warmte dissiperen. (Hoogbeeld TV wie kent het nog? )

.
Dit is de LM1086 en ongeveer 3 minuten meettijd, verticale schaal is hier 0,2mV/Div.

.
En dit is de ST LM317T bij ook ongeveer 3 minuten meettijd en de verticale schaal bij deze is 6mV dat is denk ik wel een vrij groot verschil in temperatuur gedrag.

.
Nu weer een plaatje van de LM1086 maar dan bij ongeveer 10 minuten, de schaal is ingezoomd en de ruisbalk is vrijwel horizontaal en de schaal is 30µV/Div over de vijf minuten meettijd.

.
En ook een plaatje van de ST LM317 het is duidelijk zichtbaar dat deze regelaar nog steeds niet temperatuur stabiel is en de schaal is 2mV/Div over ongeveer de zelfde vijf minuten meettijd.

.
Er liep nog een derde multimeter mee, en deze geeft de temperatuur weer, opgenomen d.m.v. de gele NTC die op het plaatje geplakt zit.

.
Door deze metingen is het mij wel duidelijk dan de LM1086 een duidelijk betere regelaar is dan de standaard LM317.
De LM1086 heeft een lagere ruis en is temperatuur stabieler, maar hou er rekening mee dat ik maar 1-stuks LM1086 hier gemeten heb, wat voor mijn projectje nu voldoende is.

Trek niet de conclusie dat een LM1086 altijd beter is dan de LM317, vergelijk de datasheet voor jullie toepassing, de LM1086 mag b.v. maar 29V Max. tussen de in en de uitgang hebben.
En dat is duidelijk minder dan de 40V van de LM317.

Ik weet voor nu voldoende en zorg bij de volgende bestelling dat ik nog wat LM1086 er bij zet voor nog wat meer testen.

SHOOT!

Groet,
Bram

Ha blackdog,

Ik heb nog nagedacht omtrent de ruis meting, maar jou opmerking

Kijk naar wat ik probeer te bereiken

dat was nu juist de vraag die ik stelde..... dat weet ik niet
Omdat ik alleen scope plaatjes zie vroeg ik mij af wat zie je erin ook ik leer graag van een andere zijn ervaringen

Wat je wil meten is mij nu duidelijk en de meetopstelling, ook de is helder alleen twijfel ik aan de meetmethode om op deze wijze jou doel te bereiken.
Als we een meting doen om het even wat kunnen we ons afvragen waarom we de meting doen, waarom meet je een spanning of stroom ?
In jou situatie kan ik mij voorstellen dat het niet om de ruis als fenomeen gaat maar om de afwijking van de DC spanning of DC stroom vast te stellen.

Als het de bedoeling is om de ruis spanning in een gegeven bandbreedte te meten dan kan jou meetmethode er voor gebruikt worden maar,
voor de afzonderlijke ruis componenten is de methode niet bruikbaar.
Ik denk wel dat je alle apparatuur bezit om wel goed te meten het enige wat je nodig hebt is een DC analyzer zeg een SMU of een transistor tester I/V analyzer.
Die zou je kunnen samenstellen 8,5 digit multimeter FFT analyzer en autocorrelator.
Wat je dan niet meer nodig heb is een filter en versterker.....

Maar je ben weer verder zo snel kan ik het niet bijhouden
De LM1086 is een oude LDO (1999) maar minder warmte (veel minder) nadeel deze regelaar moet veel strakker gebruikt worden.
In de jaren 70 nog ver voor het schakeltijdperk gebruikten we deze uitgangsconfiguratie (transistor) in de CATV versterkers met,
een paar taps op de trafo.....
Dit zijn dan ook twee geheel verschillende componenten !

Waar ik wel benieuwd naar ben is of je de meetopstelling zonder DUT kan nullen ?
Dan kan je in ieder geval de nul drift compenseren.
En ik neem aan dat de voeding vele malen beter is dan het sample.

Groet,
Henk.