Extreem Low Noise voeding

Hi Bram, bedankt voor je toelichting. En de .pdf's. Heel leerzaam.

Ik ben fan van Texas Instruments, dus ik heb daar even gezocht naar "Low noise voltage references". Slechts 1 IC'tje vind ik wel wat compacter
Bijvoorbeeld: https://www.ti.com/lit/ds/symlink/ref70.pdf?ts=1699792151494&ref_u…
We gaan natuurlijk kritisch bekijken hoeveel beter jouw blik-uitvoering het doet.

[Bericht gewijzigd door Spog2 op zondag 12 november 2023 13:30:48 (15%)]

Hi Spog2,

Als ik het goed heb, dan zwerven hier nog een aantal REF70 IC's, er staat op mijn tweede werkbank nog een lading IC's die moet worden opgenomen in mijn sorteer/database systeem,
daarom kan ik ze nu even niet laten zien.
Gevonden! zie plaatje hieronder.

Er zijn meer kandidaten, zoals de LT6655 Series met lage ruis en de Maxim MAX6126A.
Maar de lage ruis is niet de enige eigenschap die ik zo goed mogelijk wil hebben, door de kachel in de LM399 en mijn goed inpakken met nog later te bespreken acties hoop ik voor korte termijn,
en zeg dan 1 a 2 uur ruim binnen de 1PPM te blijven wat stabiliteit betreft.

Kijk REF70 in de 2,5V!

.
Binnenkort start in met meten aan diverse referenties en voedingen met een speciale meetversterker, dit om de ruis te bepalen.
Waarschijnlijk niet goed genoeg voor mijn meest ruisarme referenties, maar het is een begin.

Bovenzijde met wat info.

Onderzijde met nog meer info.

.
Alles zijn afwegingen die je doet bij een project.
Op een beurs kwam ik een heleboel LM399-50 op een stand tegen, voor een appel en een ei gekocht en dat resulteerde uiteindelijk in dit project.
Ik denk dat ik nu in totaal ongeveer 50 stuks LM399 van NS en LT heb, dus ik kan lekker prutsen en er projectjes mee bedenken.

Als aanvulling nog een foto van wat testen die ik heb gedaan hoe een LM399 te monteren van een tijdje terug.
De print is van Ian Johnston bekend van zijn YouTube kanaal.
Uiteindelijk bleek bij mijn testen dat de LM399 op volle lengte op zijn pootjes gemonteerd met een buisje om de pootjes het minst gevoelig voor omgeving temperatuur te zijn in mijn setup.
Dat is op deze print dus CH9 en CH10.
De Testprint

.
Het materiaal voor het buisje rond de aansluitingen van de LM399 is uiteindelijk een stukje van een papieren rietje geworden.

Dank en groet,
Bram

Hi!

Echt opgeschoten ben ik niet, had een beetje een koppijn dus niet echt fris.
Ook liep ik tegen wat problemen aan met mijn mooie Erie doorvoer filters...
Twee er van waren aardig in geleiding!
Bij een meting die ik vorige week had gedaan dacht ik dat ik bij het doormeten niet goed had opgelet, meetfoutje dus.
Maar het bleek dus dat ze onbetrouwbaar waren, deze Erie doorvoer filters waren niet nieuw, die had ik verwijderd uit oude apparatuur.

De gaten die ik had geboord waren voor deze Erie doorvoer typen, gelukkig had ik iets dat redelijk goed paste.
De moeren zijn aan één kant verzonken, hierdoor kon ik de vervangende typen weer goed vast zetten.

Dit is de foto met op de achtergrond de drie slechte Erie typen, misschien door leeftijd of door warmte.
De doorvoer met de gele buiscondensator heb ik niet gebruikt, alleen zijn moer die dus een schuin kantje heeft.
Die moer is gebruik op het type doorvoer dat vooraan ligt en waarvan er op de foto al twee gemonteerd zijn.

.
Hier zijn de drie andere doorvoeren gemonteerd en er zijn drie nylon bevestiging punten aangebracht, die strak beter te zien zijn.
Er zijn nog twee doorvoeren gebruik, deze zijn op deze foto niet zo goed zichtbaar door de aardlippen die nu ook gemonteerd zijn.

.
Hier zijn de Nylon afstand busjes goed te zien waarmee het kastje gemonteerd kan worden.
Waarom kunststof gebruikt, het kastje komt in een metalen behuizing, deze ligt aan Net-Aarde,
het lijkt mij niet handig dat de Net-Aarde ook aan de +uitgang van de voeding komt te hangen...

.
Hier zijn de vijf doorvoer condensatoren goed te zien, en dit samen met de drie voudige soldeerlip voor de kast aansluiting welke aan de pluspool van de voeding komt.

.
Het laagje isolatie materiaal op de bodem, daar moesten drie gaatjes in komen, dat is gelukt, het gaatje ongeveer in het midden,
is gekozen op een plek waar onder op de print geen solderpunten of bedrading aanwezig is, maar wel op een plek waardoor de bevestiging een redelijke driehoek vormt.
Dit om het kastje redelijk stabiel vast te kunnen zetten.

.
Hier heb ik de aansluitingen gemerkt op het kastje voor het aansluiten van de bedrading.
Op het kastje komt nog een label waarop dit op een nette manier gebeurd.
Ik had besloten om de beveiliging diode over de -2,2V aansluiting naar het kastje buiten het kastje aan te brengen.
Dit omdat het dan netter te monteren is, binnen in het kastje is het al vrij druk rond de doorvoer condensatoren.

.
Hier is de print aangesloten en dat is op zo'n manier gedaan door een beetje lengte in de bedrading te houden, zodat je het printje er uit kan kantelen als je de twee bevestiging moertjes hebt verwijderd.
De isolatie aan de bovenzijde heeft nog een beetje lijm nodig, maar dat is een klein klusje, net als het vastplakken van de isolatie in de deksel dat nog moet gebeuren.

.
Ik heb de schakeling doorgemeten en daarmee geen foutjes in de bedrading gevonden, dat zegt niet dat ze er misschien toch nog in zitten.
De praktijk zal het leren, de volgende stap is het voerdingsdeel te bouwen, de goede opamp opzoeken en dan gaan testen of dit allemaal zin heeft gehad.

SHOOT!

Bram

Ik shoot niet... heb er te weinig verstand van. Maar heb diep respect voor je project. Vakmanschap is meesterschap. Ben heel benieuwd wat er uit komt.

Ik vond dit nog, bevat vergelijkingsmateriaal met alternatieven.
https://sci-hub.hkvisa.net/10.23919/MIXDES.2018.8436687

Wat ben jij toch altijd mooi aan het hobbyen!

Pin1 van het voetje lijkt te ontbreken?

Hi,

Spog2
Dat document had ik nog niet gezien, zal het vanavond eens goed doorlezen.
Nog een tipje, er staat een lijstje van Referenties is, hou er rekening mee dat dit alleen de product specs zijn van een fabrikant.
Maar het lijstje is in ieder geval handig voor het overzicht.

Als onderzoekers enige zekerheid willen hebben over de specificaties dan zullen ze zeker 10 stuks of meer van een type moeten testen.
Ik heb dat bij de LM723 gedaan, een geweldige spreiding zit daar in, eigenlijk weet je bij een LM723 niet goed wat je krijgt.
De uitzondering is de Metal Can LM723 Van TI en dan ook nog het liefst die gene met een Mil. Spec.

Zonnepaneeltje
Dat van Pin-1 heb je goed gezien en ik heb dat een stukje terug ook al aangegeven waarom en dat is omdat het met het bedraden beter uit komt.
Pin-1 wordt niet gebruikt van de opamp.

Soms, net waar dit handig is, knip ik pootjes weg en/of haal ik een contact weg van een voetje.

Dank weer voor de input!

Groet,
Bram

Hi,

Dit project heeft een klein zijsprongetje genomen, dit omdat fatbeard wat materiaal had aangeboden dat mij interessant leek voor wat toepassingen.

Het gaat hierbij om condensator printjes voor voedingen, ik heb twee van deze printen gecombineerd voor dit project.
De twee printjes zijn gekoppeld met twee 0.1Ω weerstanden, welke voor filtering dienen.
Waarom deze printjes gebruiken, de Ri door de grote hoeveelheid condensatoren parallel kan ik niet meten met mijn RCL meters, ESR= ~0Ω
De filtering van de hogere frequenties is uitstekend, als ik de actieve gelijkrichter klaar heb, kan ik wat testen doen of ik de 0.1Ω weerstanden kan verhogen tot 0.22Ω.
Dat geeft wat extra DC verlies, maar de filtering wordt dan nog wat beter, als ik genoeg drop-out spanning heb voor mijn power transistor dan pas ik dat toe.

.
Dit is een meting van de piekstroom die er loopt bij het inschakelen door de trafowinding, dit is in een onbelaste situatie.
De eerste piek is 27,3-Ampere, de tweede piek is 21-Ampere zoals de cursors laten zien.

.
De test setup, hier wordt het geheel belast met 2-Ampere.

.
Dit is een plaatje van de belasting bij 2-Ampere DC, zoals in het plaatje weergegeven.
De gele trace is de stroom door de trafo en de brugcel en geeft de gelijkrichter piekstroom aan, de blauwe trace is de rimpel en deze is bijna Sinus vormig.
De trafo is 10V en 3,4-Ampere als je nu de gemeten RMS stroom bekijkt in het plaatje dan is de stoom ongeveer 3,24-Ampere en de uitgang stroom is 2-Ampere DC.
Als je die 3,4-Ampere max trafo stroom nu vermedigvuldigt met 0.63 wat ik vaak aan hou, dan kom je mooi uit op max. 2-Ampere DC, zoals hier de test ook laat zien.
Ik heb een klein beetje middeling gebruikt om een mooi schoon plaatje te laten zien.

.
Ik heb nog meer gemaakt/getest voor dit project, maar dat komt waarschijnlijk morgen online als ik de tijd heb.

Groet,
Bram

Hi,

Ik had in een vorige post al aangegeven dat ik nog meer getest heb deze week, en dat is een current sink dit altijd een bepaalde stroom uit de "uitgang" trekt.
De reden dat ik dit zo neerzet: "uitgang" komt omdat de stroom voor de meetweerstand naar massa wordt getrokken, zodat het stroom meetcircuit geen last heeft van deze continu lopende stroom.

Uitgangspunten voor deze Current Sink

1e
Stroom onafhankelijk van de Stroom en de Spanning loop en compensatie, en instelbaar tussen de 25 en 100mA.
De gene die nu denken, zonde van de energie... dit is een LAB meetinstrument ook al zou hij op 100mA ingesteld zijn, dan hebben we het over niet meer dan 1,5-Watt extra verbruik voor dit meetinstrument.
Mijn 7510 en DMM6500 multimeters trekken veel meer energie, de DMM6500 zelfs zoveel in "rust", dat ik deze extern uit zet, dit dus i.v.m. hun hoge energie rust verbruik,
ik hou trouwens hier rekening met het energie verbruik.

2e
De stroom moet blijven lopen bij lage uitgang spanningen van de voeding, waarin deze current sink gemonteerd wordt.
Mijn doelstelling wat dit betreft was beter dan 0,5V "Drop Out" bij 100mA.

3e
De current sink moet goed stabiel zijn, en mag noemenswaardig geen extra energie(ruis, prut) in de uitgang injecteren, want dat zou het ruisgedrag van de voeding slechter maken.

4e
De current sink mag ook weer niet zo traag zijn dat bij "grote" belasting variaties dit de regel eigenschappen verslechterd.

5e
Simpel van opbouw, het liefst met één IC en verder geen speciale onderdelen.

.
Keuzes gemaakt om de doelstelling te bereiken.

Meet weerstand
Er is een meetweerstand nodig en omdat ik lager dan 0,5V wou uitkomen met de Drop Out spanning en ik heb gekeken wat ik beschikbaar had en ik ben gestart met 0.1Ω welke bij 100mA, 10mV spanning val geeft.

MOSFet
Ik ben begonnen met een MOSFet die een hele lage aan weerstand heeft en dat is de IRFP064, en later heb ik een meer algemeen verkrijgbare IRF840 gebruikt.

IC keuze
Ik heb een referentie spanning nodig en een opamp die met de ingangen naar zijn negatieve voeding aansluiting kan.
Wat referenties betreft, daar heb ik er erg veel van, buiten de vele gewone Zeners.
Ook moderne opamps met hele lage offset zijn hier voldoende beschikbaar, maar het kan simpeler.
Ik heb gekozen voor de LM10, dit is een IC dat een referentie spanning aan boord heeft die je kan schalen, hier is dat schalen niet toegepast en hij heeft een losse opamp.

Bespreking schema en meet opzet
Hier is de LM10 opamp in actie te zien.
De voeding voor het IC komt via R1 en gezenerd door D1, de voeding moet hoog genoeg zijn om de MOSFet ver genoeg uit te kunnen sturen.
R1 en D1 pak ik uiteindelijk iets anders aan, er komt een 8V of 9V 78L0x regelaar in, maar voor nu is dit niet van belang, de spanning voor de Gate is wel van belang.
De Gate heeft geen beveiliging tegen overspanning, als de opamp voeding beneden de max. Gate spanning blijft, dan is deze extra diode niet nodig.

Offset Trim
Het mooie van de LM10 is dat de offset trim aansluiting zijn referentie heeft t.o.v. pin-4 wat de negatieve aansluiting van de voeding is.
Met de trimpot TR-1 duw je een kleine stroom in pin-5 of je trekt er een kleine stroom uit, de aansluiting van pin-5 heeft trouwens een interne weerstand van 100K.

De stroom voor het trimmen van de offset van de opamp komt uit het "Ref-Amp" deel van dit IC, omdat de uitgang van dit deel (pin-1) doorverbonden zit met (pin-8) is de versterking 1x.
De +ingang van het Referentie deel hangt intern aan de 200mV referentie spanning en deze spanning is niet extern beschikbaar om te gebruiken.
Omdat als TR-1 direct aan de 200mV hangt het regelbereik vrij groot is heb ik dit beperkt door het opnemen van de serie weerstand R4.
Op de trimaansluiting staat bij mijn opamp ongeveer 25mV voor "0" mV offset van de opamp.
De offset spanning regel je op de volgende manier af schakel de spanningen in zodat het geheel werkt, 25mA, 43mA, 86mA net wat nodig is.
Laat het geheel even een paar minuten aanstaan.
Zet een multimeter op het DC mV bereik en prik de meetpennen op de in het schema aangegeven punten A en B.
Beide punten zijn vrij laag wat impedantie betreft, dus storing oppikken tijdens het trimmen zal geen probleem wezen.
Trim zo goed mogelijk op 0mV met TR-1.

De stroom die nodig is kan dan worden ingesteld met de trimpot TR-2, in het schema staat het al aangegeven, dit zijn 20/25 turn trimpots.
C2 haalt wat ruis weg, die uit de referentie komt, da kan nog verbeterd worden, door na R2 van 33K een 10uF condensator naar massa te leggen.
Dit is hier nog niet opgenomen, dit omdat ik niet zeker ben of het wel echt nodig is.
Zou je deze current sink willen schakelen, dan kan je na de 33K weerstand (R2) een schakelaar naar massa zetten.

R7 en R6 zijn opgenomen om de current sink stabiel te maken, R7 zorgt er voor dat de opamp uitgang niet zoveel last heeft van de vrij grote Gate capaciteit.
R7 en de Gate capaciteit vertragen het signaal dat uit de opamp komt, het is uiteindelijk een "low pass" filter en verslechterd de fase marge van de schakeling.
Om dit weer te compenseren is R6 samen met C3 aangebracht, hierdoor wordt er voor gezorgd dat relatieve snelle veranderingen door C3 gaan en een stuk minder door R7 en de MOSFet.

Als iemand deze schakeling zou nabouwen, C3 van 100pF is hier optimaal getrimd voor de IRF840 MOSFet, deze MOSFet heeft een Gate capaciteit van iets meer dan 2nF, de IRPF064 zit op iets van 6nF.
Dus de IRFP064 heeft een wat hogere waarde nodig dan de 100pF, waarschijnlijk iets van 330pF.

Dan hebben we de nog de meetweerstand R9 van 0.1Ω, door de lage waarde van deze weerstand, is het noodzakelijk goed na te denken hoe je de opbouw doet,
als je denkt dat je deze schakeling zoals je een Arduino schakeling opbouwt, dan wens ik je veel succes!

De door mij gekozen afwegingen resulteren in een klein beetje gevoeligheid voor temperatuur variaties.
Dat komt dus door de kleine DC signalen die hier aanwezig zijn, 100mA is 10mV over R9 en dan zijn er meerdere "Error Levels" <= ja ja daar is hij weer in het spel.
De MOSFet warmt op, R9 warmt op, de opamp warmt een beetje op, hierdoor meerdere ongewenste Seebeck punten in de schakeling.
Het zal mij grotendeels worst wezen , of er nu 48 of 53mA loopt in mijn toepassing, is niet zo van belang en b.v. de MOSFet van de print halen om de warmte op de print kleiner te maken.

In het schema staan twee tijdelijke BNC connectoren getekend, deze zijn gebruikt om C3 te bepalen, de BNC aansluiting onderaan gaat naar een functie generator en de aansluiting recht naar een scoop.
Met C4 en R5 injecteer ik het signaal uit de functie generator in de inverterende opamp ingang, bij de positieve ingang is dat niet mogelijk door C2 die deze ingang voor AC ontkoppeld.

.
Dit is het proef printje van de schakeling met de IRF840 er op na het wegknippen van de IRFP064.
De bruine schijf condensator was veel te hoog in waarde en heb ik hier los geknipt en hiervoor in de plaats een klein Philips type van 100pF.
Ok de serie weerstand is net te zien met de Elco om het signaal te injecteren.
De grijze en de rood/grijze draad zijn de voeding aansluitingen voor de opamp.

.
Er is aardig wat meetapparatuur nodig om te meten of de schakeling goed werkt, en dit is niet overdreven.
Ik gebruik twee voedingen en heb zelfs een accu uit een boormachine gebruikt om te zien of ik hiermee een lager stoorniveau kon halen.

Helemaal rechts bovenaan staat de Siglent voeding die de stroom door de MOSFet levert.
Daaronder de GW-Instek GPM-8310 die de spanning en de stroom meet, lekker autoranging, met hoge resolutie, ga het steeds prettiger vinden dit meetinstrument te gebruiken,
spanning en stroom ingangen volledig ge-isoleert.
Links daarvan de GW-Instek GPP-4323 voeding, had ook een van mijn andere voedingen kunnen zijn, zoals de HP die achter de OWON Scoop/Generator.

De foto is niet helemaal optimaal genomen zie ik, maar ik zal links onderaan beginnen.
Daar staat een HP 50Ω verzwakker die gekoppeld is aan de Generator uitgang van de OWON Scoop/Generator, dit is makkelijker te gebruiken dan het menu van de OWON generator.
Dan één van mijn meetversterkers met low pass filters, deze doet 40dB gain en 10 of 100KHZ low pass filtering, hier is het 100KHz kantelpunt gebruikt.
Dan de Micsig scoop die het signaal meet over de 0.1Ω meetweerstand, hier is de current sink print dus goed afgeregeld, geen overshoot of extra undershoot zichtbaar.
De print hangt een beetje scheef net zichtbaar rechtsonder bij de scoop.
De bandbreedte bij het goed afregelen en de IRF840 is -3dB bij 5KHz en is voldoende voor deze toepassing, bij gebruik van de IRFP064 denk ik dat het 1,5 a 2KHz wordt.

.
Waarom deze manier van opzet, nou omdat ik zo'n voorstander ben van de vele schakelende voedingen om mij heen.
De OWON en de Migsic zijn beide batterij gevoede meetinstrumenten, en dat is echt noodzakelijk, dit i.v.m. het zeer kleine signaal niveau, ik was hier tussen 0.2 en 5mV aan signaal aan het meten bij de vele massa commonmode problemen.
Ieder stukje draad is een antenne en ik moest ook van een 1:10 probe overstappen naar een stukje coax kabel om het beheersbaar te houden.
De meetversterker deed versterking en filtering voor het de scoop in gaat, ik heb eerst gewerkt met mijn Siglent scoops met de 1:10 probes en de interne filtering die je daar kan instellen, maar dat is niet goed genoeg.
Wat je op de plaatje ziet staan is nodig om de afgebeelde blok puls zo netjes in beeld te brengen.

Hier is de afgeregelde print zichtbaar met een 1KHz blok signaal gemeten over de 0.1Ω weerstand.

.
Dit is een plaatje hoe het geheel aan elkaar hangt als blokschema tijdens het meten en tunen.

.
Nu is de print ontdaan van de tijdelijke aansluitingen en de IRF840 is netjes gemonteerd, het draadlusje is de uitgang en hangt aan de Drain vast.
Hij is klaar om gebruikt te worden voor de testen die ik ga doen met de U en de I loops om de fase marge van de voeding te bepalen en af te regelen.

.
Nu weer even wat anders doen.

SHOOT!

Bram

Mooi weer. Al zou ik het eerder een "current sink" noemen ipv een "current source"

10mV over de shunt is wel erg weinig. Samen met de 0.85 Ω van de mosfet kom je dan aan een dropout van < 100mV op 100 mA. Dus ik zou denken dat de shunt wel iets hoger kan. En dan heb je minder ruis toch? Of zie ik dat verkeerd?

Hi deKees,

Ik was duidelijk al moe, ik heb delen vergeten te vertellen.
Zoals bij de stroom die ik in eerste instantie had gekozen, de regeling pas minder werd beneden de 70mv!

En ja ik heb gedacht op een hogere waarde van de meetweerstand.
Ik bepaal later of ik de waarde aanpas, eerst maar even laten bezinken.

Het geheel is vrij universeel, makkelijk aanpasbaar voor andere toepassingen.

Je ziet current sink's meer toegepast, maar vele voldoen niet aan de eis die ik stel dat over het volle bereik goed werkt.
De minimaal 0,5V haal ik nu ruim met 70mV bij 50mA als resultaat.

Morgen weer een volle werkdag, ik dacht toch echt dat ik gepensioneerd was... *grin* dus weinig tijd voor electronica.

Dank voor je input.

Bram

Hi,

Om mijn blikje met de referentie Zeners te kunnen testen heb ik natuurlijk voedingspanningen nodig.
Het schema heb ik al laten zien, dat is het schema met de twee LM317 regelaars.

Het printje waar ik dat op ga bouwen had ik al klaar gelegt en toen dacht ik, ik moet ook Snubbers over de trafo windingen hebben.
Dus daarvoor het ik ruimte nodig op dat printje, dat past wel, maar het een en nader moet dan wel wat opschuiven op de print.

Snubber test tool
Dus ik heb mijn "Snubber Tool" er bij gepakt en een paar metingen gaan doen aan de trafo die ik hier voor het projectje heb liggen.
Hier is info te vinden over de Snubber Tool: https://www.circuitsonline.net/forum/view/154429

Schema met de uitgezochte waarden
Dit zijn de waarde voor de twee secundaire wikkelingen die ik bij het testen van de trafo bepaald heb.
Je sluit dus de wikkelingen die niet wil weten kort, en de wikkeling die je wilt gaan meten sluit je op de snubber tester aan.
Dan ga je experimenteren met de condensatoren, C1 en C2 in het schema is uiteindelijk de condensator die de energie in de trafo duwt op het snubber printje.
Die waarde moet ruim hoger zijn dat de diode capaciteit van je brugcel, een brug met 1N4007 gaf hier iets van 35 a 40pF aan, de brugcel met de 1N581x rond de 140pF.

R2 + C3 en R1 + C4 in mijn schema kies je zo dat je een niet te lage weerstand waarde gebruikt maar wel een goede demping hebt.
Na wat experimenteren kom je er snel genoeg achter wat optimaal is.
Nu wat testen en de uitkomsten zijn voor beide metingen echt verschillend.

.
Eerst nu de 10V wikkeling die alleen wordt aangestoten door de puls en verder geen dempings netwerkje.
De resonatie met de 4N7 aanstuur condensator is ongeveer 1,1MHz.
De counter die je rechts boven in beeld ziet staan is de frequentie van de puls generator.

.
De Overshoot/Ringing is nu bijna helemaal weg, ik kan het nog iets vlakker maken, maar dan wordt de weerstand waarde erg laag.

.
Nu de 16V wikkeling die voor het Referentie deel bedoeld is.
Eerst weer de puls zonder demping.
Hier is een Cursor meting aangezet die de frequentie van de resonantie laat zien.

.
Nu is de demping aangebracht zoals in dit plaatje is als mini schema.

.
Hier is de resonantie zover gedempt dat in het oranje kader de lijn net vlak is, er is wat overshoot maar de resonantie is zo uitstekend gedempt.
Het trimmen gebeurt met een 25 turn trimpot, voor de meeste metingen is een 1K model goed te gebruiken.

Werk je met spoelen die voor groot vermogen zijn, zeg een trafo die een 35V, 10-Ampere wikkeling heeft, dan heb je waarschijnlijk een 20 a 100Ω trimpotmeter nodig en hogere condensator waarden voor een goede demping.

Dat was weer een stukje van de ontwikkeling van de ze voeding.
Sommige zullen misschien denken, je hebt zo'n mooie condensatorbank als buffer Elco, daar komt die resonantie frequentie toch niet doorheen...
Ik denk dat de resonantie voldoende gedempt word, maar daar zit niet het echte probleem, de bedrading van de trafo en de trafo zelf die stralen op de andere delen van de voeding in, dus ook voorbij de mooie buffer condensator.
Door goede demping van het resoneren van de trafo wikkelingen ten gevolge van de spreiding zelfinductie is het ratelen dat vaak te horen en te zien is, nu niet meer mogelijk.
De spreiding zelfinductie resoneert met de totale capaciteit die deze wikkeling ziet, dus diode capaciteiten, aansluitdraden en de capaciteiten naar de andere wikkelingen toe.

Nu ik de waarde weet voor de snubbers, kan ik de LM317 voeding print gaan afbouwen.
Laters meer hierover.

Groet,
Bram

Hi,

Sinterklaas avond, goede avond om weer eens wat te posten betreffende dit project.
Het voeding printje is klaar en de opbouw volgt weer vrij goed het schema dat ik al eerder heb laten zien.

Helemaal links zijn twee gele aansluitingen te zien, daar komt de 16V trafo wikkeling op aangesloten, in het oranje kader zijn de onderdelen van de uitgemeten Snubber te zien.
Bovenaan in het midden is een rode aansluiting te zien, dat is de 16,5V aansluiting waar de kachels van de 2x LM399-50 uit gevoed worden.
Aan de rechter kans zijn weer twee stuks gele aansluiting te zien dat is de 13V aansluiting voor de Zener pull up weerstanden en de +voeding voor de opamps.

Aan de -kant van de Philips zijn drie stuks "0" aansluitingen, dat is het gekozen massa potentiaal, er onder zijn twee stuks blauw aansluitingen te zien,
dit is de -2.2.V voor de negatieve aansluiting aansluitingen voor de opamps zodat de ingangen en de uitgangen mooi in het lineaire gebied blijven.
Deze Philips Elco’s zijn nagemeten en hebben een goede ESR waarde.

Er zijn twee 20 turn trimpotmeters te zien, de linker is voor de 16,5V spanning en de rechter voor de 13V spanning.
Boven de rechter potmeter is een extra weerstand te zien van 39K, dit om deze trimpot mooi in het midden van het regelbereik te brengen.

.
De onderzijde, een aantal delen zijn expres van wat meer soldeer voorzien, dit om de Ri te verlegen van deze verbindingen.
De onderzijde moet nog wel met IPA geboend worden, dat komt wel als de eerste stabiliteits testen gedaan zijn.
Deze print is verder niet echt kritiesch, maar ik hou van schone printen.

.
Een van de eerste metingen, de DMM7510 laat de uitgang spanning zien, en deze kromme komt door het ruisfilter en dat zijn C3 en C4 van versie V1.1 schema.
Dat is wel een van de negatieve kanten van dit soort schakeling opbouw, er is een lange tijd nodig voordat de spanning binen 1mV is, denk aan 10 minuten.
Maar die afweging had ik al gedaan, de nadruk ligt op hele lage ruis en dat blijkt goed te zijn.

De Keysight meter laat de extra uitgang zien, de ruim 200mV ga ik misschien gebruiken voor de stroombegrensing.

.
Hier is het voedingsprintje na het testen aangesloten op het referentie kastje, de bedrading is expres kort gehouden en daarom staat het referentie kastje op een hoekje van een meetinstrument.
Ook het Oranje/Wit netwerk kabel paartje is kort gehouden, dit allemaal om het oppikken van stoorsignalen zoveel mogelijk te beperken.
De extra meetklemmen zijn bij de verdere testen verwijderd, dit i.v.m. het oppikken van storingen.

.
Dit is ongeveer de spanning uit de twee Zeners, waarom ongeveer, ik weet niet meer wanneer is dit plaatje heb geschoten en of de elco's toen al op spanning waren, maar het zel er niet meer dan een paar mV naast zitten.

.
Dit is ee nmeting van ongeveer 7 uur lang en die wil ik laten zien i.v.m. de twee oranje kaders, dat zouden twee "popcorn" jumps kunnen zijn, die wil je in spanning referenties niet zien.
Deze jumps zijn minder dan 3µV en ik heb geen zekerheid of deze jumps uit de LM399 Zeners komen, de opamp er achter, elco's in het filter, DMM7510 of externe stoorbron.
Voor de goed orde, 7,2µV op de schaal van de meter is 1PPM dus de variatie is echt klein en verder voor mijn toepassing niet intressant.
Zou ik meer wille nweten hierover, dan zal ik de DMM die er onder staat en dat is de Keysigt 34465A tegelijk moeten laten loggen, dan kan ik zien of die kleine sprongetjes tegelijk optreden,
Dan zou de kans groot zijn dat deze variaties hun oorsprong hebben in mijn referentie kastje.

.
Hierbij een plaatje welke ik net heb gemaakt, er zijn nu 24 uur voorbij en er is onder meer zichtbaar dat de uitgang een beetje zwabbert.
En waar zit nu de oorzaak, veroudering van de Referentie zeners, condensatoren lek, opamp drift, drift DMM7510, Seebeck effecten bedrading, wie zal het zeggen.

.
Vooralsnog ben ik tevreden met het resultaat, geen echt rare pieken zichtbaar, als je de drift door temperatuur variatie zou wegreken blijft er niet meer dan 6µV ruis over.
En zou je op korte termijn gaan kijken zoals hieronderbij een 17 seconde window, dan zit de ruis bij alleen 5PLC van de DMM7510, dus zonder middeling, rond de 2µV, wat heel goed is.

.
Vragen en opmerkingen, ik hoor ze graag, SHOOT!

Groet,
Bram

Ha blackdog,

Het printje ziet er netjes uit de setteling tijd tja dat had ik in mijn inbreng al aangegeven.
Dat is niet anders willen daarom gebruik ik een digitale regelaar voor het gebied DC....30 Hz.
Deze regelaar beïnvloed het analoge regel circuit niet qua tijd.....
Maar goed dat is een keuze voor mij was de reactie tijd belangrijk 1 ms anders is een automatische meting ( sweep ) bijna niet te doen.
Ik ben benieuwd naar het totale resultaat altijd leerzaam.
De ruis meting dat is discutabel maar dat is bijna een draad apart

Groet,
Henk.

Hallo,

Ik heb het nog niet helemaal aandachtig doorgelezen, maar heb er al wel even doorheen gescrold. Volgens mij had TS het al eens aangehaald, maar een labvoeding wordt vaak gezien als een 'begin' project. Als je deze topics leest dan snap je dat dit echt niet het geval is! Het begint wel te kriebelen om zelf een voeding te maken. Dat zal dan wel een 'general purpose' worden en meer ter Leering dan het resultaat.

Het is best gaaf om te zien dat zoon project eigenlijk uit allemaal miniprojectjes bestaat. Leuk om te zien dat elk onderdeel apart aandacht krijgt. Dat maakt het voor andere projecten ook handig.

Het zou best handig zijn als alle informatie uit deze, maar ook andere topic van Blackdog en andere gebruikers geïndexeerd zouden zijn. Stel ik wil mijn project voeden met een trafo, dan is het handig als je de relevante stukken makkelijk terug kan vinden. Misschien dat ik eens een lijstje maak, als ik me verveel. (Of Jeroen moet een AI integereren in CO )

@hardbass,
Dit is dan ook geen zeker geen labvoeding in de klassieke zin
De meest spannende die ik ken gebruikt een REF01 als referentie.

Om het beter te doen als een koopdoos met een kern rond twee LM741's (ja die worden nog verkocht) is ook niet zo heel moeilijk.
En om een flink aantal projecten te voeden zullen die ook voldoen. Het is allemaal wat je verwacht.

Hi,

hardbass
Leuk dat je mee leest!

Algemeen
Ik laat in dit project stukje bij beetje het ontwikkel proces zien van een LAB voeding waaraan hoge eisen worden gesteld.
En dan niet zoiets van het moet minstens 30V en 5-Ampere zijn.(de meeste gebruikers in de electronica gebruiken dit nooit bij ontwikkeling)
Jajajajja ik weet het vele lezers vinden dit wel, mijn uitgangspunt hierin is, dat je meerdere voeding types nodig hebt als je wat meer dan de basis doet.

Dit ontwerp van dit topic is een speciaaltje, relatief klein van vermogen zeer lage 1/F ruis en hoge stabiliteit en goede regel eigenschappen.
Er zijn van een aantal kleine bedrijven dit soort producten te koop en ik dacht, ik bouw er zelf een.
Geen computer sturing, maar gebruik makend van 10 slagen potmeters, wat naar mijn menig bij ontwikkeling een stuk prettiger is dan knoppen drukken of slecht geimplenteerde rotary encoders...

Bijna alles wat ik hier laat zien als ontwikkeling, doen de grote fabrikanten ook, maardaar staat altijd een "Bean Counter" over de schouder mee te kijken, DENK OM DE MARGE!
Daar heb ik al bijna 25 jaar geen last meer van bij ontwikkeling van electronica, nu ervaar ik alleen nog het plezier er van. *grin*

Tipje voor de lezers die willen weten hoe andere het doen, kijk eens naar dit project in de Art of Electronics - The x-Chapters en dan bij 9x.21 daar wordt ook een voedings project beschreven.
Je zal dan ook lezen dat er overeenkomsten zijn tussen mijn project en die van Horowitz and Hill met waar je tegenaan loopt bij het ontwikkelen van een goed functionerende LAB voeding.

Lijstje!

Ik heb vanochtend even getest hoelang het duurd voor de uitgang stabiel is na bijna een uur te hebben uitgestaan.
De DMM7510 multimeter weer even vers op "0" gezet zodat het makkelijk aflezen wordt nadat de schakeling weer wordt ingeschakeld.

1 minuut: 0,1V
2 minuten: 40mV
3 minuten: 14mV
4 minuten: 5,8mV
5 minuten: 2,3mV
10 minuten: 125µV
15 minuten: 24µV <= hier gaat de omgevings temperatuur al weer meespelen
20 minuten: 5µV <= hier gaat de omgevings temperatuur al weer meespelen

Bij de hele lage waarden hou ik er rekening mee, dat de DMM en andere delen van het geheel kleine variaties geven door het heen en weer lopen en de kachel die is aangegaan.
Het zij zo, ik zit niet in een klimaat kamer van 23,5C en 70% lucht vochtigheid, jammer maar helaas.

Groet,
Bram

kijk eens naar dit project in de Art of Electronics - The x-Chapters en dan bij 9x.21 daar wordt ook een voedings project beschreven.

Dang it ... ik heb de 2e editie ...

ik moet ook Snubbers over de trafo windingen

Kijk, die sla ik even op voor versie 2 van de "Old Skool" voeding waar ik mee bezig ben. Dit topic levert mij meer inzicht en ideeën op, dank daarvoor Bram.

Vraagje, als je anti-ratel condensatoren over de gelijkrichter dioden zet, dan moet je dat meenemen in de berekening van de trafo snubbers neem ik aan.

Hi Roland,

Lang geleden dat ik wat van je gehoord heb.

De condensatoren over de diodes, zijn dan niet nodig.
Condensatoren zijn een beetje een botte bijl methode, maar drukken meestal de ratel wel flink de kop in doordat de Q van het geheel dan laag is.

Als je de eenvoudige schakeling bouwd met de 555 en BS170 MOSFets die ik heb laten zien en de bedrading kort houd,
heb je binnen een paar minuten de goede snubbers uitgevogeld.

Hoe iemand het verder wil doen, dus 4x een condensator of een optimale snubber, dat wordt jullie afweging.
Nog even dit, aan de primaire zijde is het iets anders, daar staan bij mijn project een stevig netfilter over de 230V heen.
De grote waarde van de condensatoren daar aanwezig, t.o.v. de zelfinductie van de primaire zijde zorgen er voor dat de Q al laag is.
(hele grote C's van het netfilter t.o.v. van de inductie en zware belasting scundaire zijde)

Voor de snubber over de netschakelaar moet ik nog uitvogelen wat de beste RC combie wordt als nodig, om de schakelaar te beschermen.
Dit zal niet al te kritisch worden, als ik het heb uitgezocht, zal ik het hier laten zien voorde door mij gebruikte trafo.

Groet,
Bram

[Bericht gewijzigd door blackdog op woensdag 6 december 2023 12:56:50 (18%)]

Op 6 december 2023 10:29:44 schreef blackdog:
Lijstje!

Ik heb vanochtend even getest hoelang het duurd voor de uitgang stabiel is na bijna een uur te hebben uitgestaan..
...
1 minuut: 0,1V
2 minuten: 40mV
3 minuten: 14mV
4 minuten: 5,8mV
5 minuten: 2,3mV
10 minuten: 125µV
15 minuten: 24µV <= hier gaat de omgevings temperatuur al weer meespelen
20 minuten: 5µV <= hier gaat de omgevings temperatuur al weer meespelen
...
Het zij zo, ik zit niet in een klimaat kamer van 23,5C en 70% lucht vochtigheid, jammer maar helaas.

Ha blackdog,

Ik vind die tijden, en het verloop, erg meevallen. Elke andere voeding verloopt ook bij een koude start. De referentie zit bij andere voedingen gewoon in een kast die opwarmt tijdens bedrijf. Eerder door mij gemeten voedingen hadden ook wel een kwartiertje nodig, en verliepen dan tot 8mV.

Het zou in het algemeen goed zijn om de prestaties van jouw ontwerp te vergelijken met bekende goede andere voedingen. Bijvoorbeeld een prachtig door jou gehaald laag ruisgetal etc. zal velen niet zo veel zeggen. Maar als je het kunt vergelijken met b.v. een Delta dan krijgt het perspectief.

groet! Gertjan.

Hi,

Deel-1

Dit wordt een wat lang topic met redelijk wat plaatjes en voor mij veel tijd dat het kost, ik doe het graag maar soms gaat de metingen mis en ben ik bijna klaar
en dan kom ik er achter dat er iets niet klopt...
Deze keer was de oorzaak een 68K weerstand die in een 68 Ohm bakje zat.
Uiteindelijk heb ik van deze vergissing aardig wat geleerd, ik ga dat hier niet allemaal uitleggen maar om het een en ander niet nog meer tijd te laten kosten,
hou ik het aantal metingen beperkter dan wat ik van plan was.

Power Stage / Serie transistor
Deze keer wil ik het hebben over de “Power Stage” of in het Nederlands de “Serie Transistor” bij lineaire voeding schakelingen.

Ook bij dit deel wil ik kijken van wat er mogelijk is, om een zo goed mogelijke performance te krijgen.
Ik had natuurlijk al wat ervaring opgedaan met mijn NA-01 voeding project en een paar die er na kwamen.
Maar door moderne meetinstrumenten te gebruiken is het nu beter in beeld te brengen hoe goed de schakeling presteert.

Bode Plot
Ik heb zeker een jaar of 8 geleden een meetsetje gebouwd om de fase marge van schakelingen
te kunnen meten, maar dit doe je allemaal met de hand en je moet goed op je niveaus blijven letten.

Tegenwoordig kan je met diverse merken scoops Bode Plots maken en dit wordt heel netjes in beeld gebracht als je het ook goed instelt. ?

Wil je b.v. de fase marge van een voeding schakeling meten, dan heb je op de lage frequenties maar heel weinig signaal nodig en hoe hoger je in frequentie gaat meten hoe meer signaal je nodig hebt.
Zie het maar zo, als een omgekeerde openloop gain van een opamp.
Waar het om gaat is, dat dat je meet systeem niet clipt tijdens de meting in de lagere frequenties en dat er in de hogere frequenties er voldoende signaal beschikbaar is zodat je boven de ruisvloer blijft.
Je hoeft het ingang signaal niet precies te compenseren, je kan in de meeste scoops dit in een paar banden instellen zodat je goed kan meten zonder perfecte compensatie.
De software in de scoop rekent alles voor je uit, zodat je netjes je fase en gain marge uit de grafiek kan aflezen.

De metingen aan de Serie Transistor schakeling gewone Darlington of de Sziklai Darlington.
Bij deze metingen zijn er geen grote gain variaties, omdat de schakeling configuratie die ik gebruik
een gain heeft van iets minder dan 1x omdat het een variatie is van een emitter volger.

Maar eerst dit het volgende om beter te begrijpen wat mijn afwegingen geweest zijn.
De maximale uitgang stroom is 2-Ampere waar ik vanuit ga.
De maximale spanning op de buffer Elco ligt rond de 20V onbelast met een hoge Netspanning.
De stoom die de opamps voor de U en de i loop mogen leveren wil ik niet meer hebben dan 10mA.
Dit om de dissipatie in de opamps niet te hoog te maken i.v.m. temperatuur drift.

Dit betekend dat er een serie transistor nodig is die een hFE heeft van meer dan 200.
De meeste goede (Audio) power transitoren zitten tussen de 90 en 130x voor de hFE.

Er is een PNP NPN setje dat duidelijk beter is in dit aspect en dat zijn deze:
NPN: 2SC6144
PNP: 2SA2222
Dit zijn 50V typen 10Ampere en 25Watt hFE van de gene die ik heb is >300.
Dit lijkt een aardige kandidaat als ik er twee zou gebruiken, maar door de plastic TO220 behuizing
Is het een stuk moeilijker de energie af te voeren en zou ik wat zekerheid willen hebben,
Dus voldoende marge, dan zouden het drie transistoren moeten worden met nog steeds goede koeling voor calamiteiten, zoals niet in de gaten hebben dat de max. stroom op 2-Ampere staat en je niet in de buurt bent van de LAB voeding.
Het is een mooi setje transistoren, waar ik zeker nog wat mee ga doen, zoals een functie generator versterker, maar dat is niet voor dit topic.
OK, maar welke power transistor dan wel gebruiken, ik heb een redelijke collectie Audio Power transistoren hier op voorraad en ik heb uiteindelijk gekozen voor een redelijk speciaal type.
Hiermee ben ik testen mee gaan doen, dit vooral om te zien dat de schakeling opbouw en door de hoge Ft van deze transistor, dit geen roet in het eten zou gooien bij mijn configuratie.
Door de trafo spanning van iets meer dan 10V AC en ik graag 10V bij 2-Ampere zou willen kunnen trekken uit deze voeding moet ik zuinig zijn met alle verliezen die op kunnen treden.
Ik zal misschien nog wat extra windingen leggen over de trafo zodat ik tegen de 12V AC komt, maar dat bepaal ik later.

OK de rond de 130x aan hFE heb ik met de door mij gekozen transistor, dat zou resulteren dat mijn U en i opamps 16mA zouden moeten verwerken als uitgang stroom.
Dat is ver voorbij mijn doelstelling, kan het? ja dat kan, maar dit heeft te veel negatieve eigenschappen, zoals de al aangehaalde thermische problemen van de opamp.

Mooi, een goed manier is dan om een Darlington te gaan gebruiken, maar een gewone Darlington levert je een hoger verzadiging spanning op, dus nog meer verliezen die ik nu juist niet kan gebruiken.
Maar van twee transistoren achter elkaar is nog een versie, dan maak je gebruik je een PNP power transistor en je plaatst daarvoor een NPN stuur transistor.
Nu heb je in principe maar 1x de verzadiging spanning, dit is een beetje kort door de bocht om het zo te stellen, maar het is veel duidelijk beter dan de normale Darlington configuratie.

Het grote voordeel van deze configuratie welke de naam heeft van een Sziklai Darlington, is dat er stroom tegenkoppling aanwezig is en dat het een vrijwel volledig tegengekoppeld paartje is.
De Ri aan de uitgang, zeg waar je stroommeet weerstand meestal is aangesloten, is zeer laag hierdoor.
In de laatste versie van : The Art Of Electronics is een hoofdstuk aanwezig over de Sziklai Darlington.
Dit voor als jullie wat meer info willen hebben.

Ik vond een stukje op het web dat beschrijft dat de Sziklai Darlington trager is, dat kan kloppen vooral als je hem niet goed instelt en bij mij,
zoals tijdens de eerste metingen, dit omdat er een weerstand in een verkeert bakje zat.

Laat ik eerst een zien wat ik heb bereikt met het goed instellen van de Sziklai Darlington en daarna de weg er naartoe.

Het eerste plaatje is een Bode Plot (Versterking + Fase relatie over een frequentie gebied)
Als eerste de "krent uit de pap" na het optimaliseren van het Sziklai paartje.

Voor de gene die er geen ervaring mee hebben, dit is extreem goed.
Bij 15Mhz 0,5dB demping en de fase is bij 12Mhz -45 graden.
Bij 1MHz is de gain en de fase nog plank recht.

Het is zelfs nog wat beter te krijgen en dat kan door de emitter weerstand van de BC337-40 nog wat lager te nemen, de kan op HF generaties nemen daarbij wel toe.
De bereikte resultaten zijn nu al zo goed bij de 10V CE van de NJL1302 dat het verder opvoeren van de bandbreedte je beter niet ten koste moet laten gaan van de HF stabiliteit.

Ik geef met opset aan, dat dit gemeten is bij de 10v CD van de NJL1302, bij lagere collector emitter spanningen worden de interne capaciteiten groten, met als resultaat minder bandbreede.
Hier is trouwens gemeten met ongeveer 100mV AC signaal dat uit een functie generator komt, waarbij ik een DC shift gebruik om de basis stroom/Collectorstroom in te stellen, zodat er ongeveer 400mA door het paartje loopt.

.
Nu een min of meer reële test, hier heb ik weer de zelfde sweep gedaan maar nu over de 10Ω load weerstand een serie schakeling gezet van 0,1 Ω en een goede 100µF elco.
Dit lijkt veel slechter, maar valt het erg mee, de gekozen 100µF is voor mij de standaard voor 2-Ampere uitgang stroom, de 0,1Ω weerstand steld mijn stroom shunt voor.
Een 100µF elco heeft bij 10KHz een Rc van 0,16 Ω, bij 100KHz is dat 0,016Ω, dit is dus een hele zware belating voro dit trapje.
Maar heel belangrijk is het fase gedragzelfs tot 1MHz is dit maar 20-graden gezakt.

Boven de 300KHz is te zien dat dat de versterking van de twee transistoren af neemt en dat de versterking daardoor echt gaat afnemen,
de Ri van de uitgang van de Sziklai Darlington wordt daardoor hoger.

.

Nog een meting van de zelfde configuratie en dat is de stijgtijd van de zelfde setup, alleen geen Bode Plot sweep, maar de generator op een blokgolf ingesteld en naar de stijgtijd gekeken zoals het eerste plaatje.
De gele trace is het ingang signaal en de groene trace de uitgang van de Sziklai Darlington, dus de bovenzijde van de 10Ω weerstand.
De stijgtijd van de gebruikte generator is ongeveer 3,5nSec en de meting geeft hier 4.16 aan, dat is heel netjes, want de belasting is niet mooi 50Ω breedbandig door onder meer de extra 1:10 probe tip en wat draad lengte.
De weergegeven golfvormen zien er schoon uit dit komt door de 16x middeling, die al de SMPS bagger rond mijn werktafel filterd.
Vooral in de gele trace en het laaste opgaande stukje is wat abberatie zichtbaar, dat zal door het niet goed afsluiten komen en samen met de reflectie vanuit de uitgang van de Sziklai Darlington.
Er is ook een deel veroorzaakt door de massa touwtjes van de scoop probes, het is een totale som van de meetomgeving die de aberaties veroorzaken.
De gebruikte generator is als deze goed is afgesloten, geheel vrij van aberaties.

.
Nu een andere test en dat is het zelfde blokssignaal maar dan nu met de 100µF en 0,1Ω serie weerstand over de uitgang.
De Sziklai Darlington heeft ongeveer 600nSec nodig om de groene lijn vlak te krijgen.
Bij alle testen die ik heb gedaan, zijn er geen vreemde HF generatie verschijnselen opgetreden

.
Dit is nog maar een deel van het hele verhaal en het gaat maar om twee transistoren drie weerstanden...
Dit is het printje waarmee ik de afgelopen dagen heb getest.

.
Dit is voor nu even genoeg, heb straks nog een ander klusje dat af moet.

SHOOT!

Groet,
Bram

Hi,

Deel-2

Komt later vandaag of morgen..

Bram

Ha blackdog,

Mooie metingen, en een compliment voor de heldere uitleg.
Vooral leerzaam om zo de bodeplot van een Sziklai Darlington te zien!

groet! Gertjan.

Hi,

Vanavond even iets anders, dus niet de aanvulling op de Power Darlington die nog moet komen.
Dat vraagt vrij geconcentreerde arbeid en dat gaat met mijn Covid hoofd niet zo optimaal.

Maar na een paar dagen weinig te hebben gedaan ben ik wat metingen gaan doen met wat nieuw meetspul, dit om ervaring er mee op te doen en
om te kijken of de ervaring dan ook iets oplevert voor dit project.

Het gebruikte nieuwe meetinstrumentarium bestaat uit de EULER Precision 80dB meetversterker en de Quant Asylum 24-Bit Geluidkaart voor het doen van metingen.
Verder ook nog de 12-Bit scoop van Siglent.

Dit stukje gaat over het ruisgedrag van LM317 type lineaire regelaars en dan ingesteld tussen 11,5 en 13V uitgang spanning.
De aangeboden spanning aan de ingang is bij de geteste typen 16V en de afgenomen stroom is ongeveer 20 tot 25mA.
Let op, deze metingen hebben betrekking op dit project, dus bij mijn spanningen en de LM317 typen krijgen een schone 16V aa nde ingang, net als in mijn schakeling in dit topic.

Hieronder de schakeling waarmee ik getest heb, de LM317 versie zit in een klemmen strookje gemonteerd voor het makkelijk wisselen, maar eerst het schema dan een plaatje van de testprint.

Weinig schokkends is hier te zien, behalve dan misschien de 47uF over de instelweerstand van 2K7 wat dus voor en laag kantelpunt zorgt, en daardoor de ruis goed filtert

.
Hier is een deel te zien van de hele setup.
De uitgang van de LM317 print gaat naar de 80dB voorversterker, dan een BNC splitter vandaar naar de scoop en op de ingang van de Quant Asylum.
De Quant Asylum is volledig symetrisch opgebouwd, dus er zijn twee ingangen per kanaal en er is zichtbaar dat de niet gebruikte ingang van het kanaal een BNC afsluitweerstand heeft.
De andere ingangen van het rechter kanaal worden niet gebruikt en staan uit in de software.

.
Dit is het andere deel van de meetapparatuur, de GW-Instek voeding die op 16V staat bij max. 60mA en de 12-Bit Siglent scoop in de "roll modus".
Als de scoop in de normale modus staat is er niet goed mee te werken, de frequenties zijn gewoon te laag, daarom is de roll modus dus uitgevonden.

.
En dit is het blokschema van deze setup.

.
Nu al eerste even een plaatje gemaakt met de Quant Asylum, dit soort metingen doen met FFT is heel lastig, je hebt voldoende "bins" nodig en je werkt bij hele lage frequenties.
Dit levert extreme meettijden op, goede 1/F ruismetingen kan eigenlijk hiermee niet worden uitgevoerd, ook door de beperking van het apparaat, lager als 48K sample rate kan niet bij de ADC die in het kastje bevinden.
Ik heb vandaag ook met mijn andere meetcomputer getest met de Virtins software en de M-Audio geluidskaart, hierbij a 8KHz als sample frequentie moglelijk, maar het is nog steeds lasting daar goed bij te meten.
Ook mijn 12 Bit USB Pico Scoop heb ik getest met ene lage sample frquentie, vooral met de Pico Scoop-7 versie software is FFT een drama, verschilende bugs en de FFT hebben we lekker verstopt voor je en
dit samen met de opties die je veel gebruitk, de prutsers, dus k gebruik nu weer versie-6.
Links zie je een extra schaal waar wel al in voorzien is in de software, deze geeft de ruis aan in V√Hz, en dit plaatje is van de beste van de drie LM317 type regelaars die ik getest heb.
De snelle afval boven de 10KHz komt door het filter in de meetversterker, welke -3dB bij ongeveer 0,1Hz en 10Hz is, dit is de norm voor het meten van ruis aan de meeste voeding systemen en referenties.

.
Bij de 80dB EULER meetversterker wordt een rapport gelevert en daarbij is ook de grafiek van de filtering te zien.
Hier dus een sweep van 0.01Hz to 100Hz met wat meetpunten.

.
Ik heb doordat ik met FFT metingen niet zo kan meten zoals ik wil, gaan meten met de scoop, zoals je ook vaak in allerlij datasheets kan zien.
Hier de LM317 van ST, de meting duurde 100-Seconden, 10 seconde /Div voor de goede indruk.
Bij de probe instellingen heb ik aangegeven dat ik een "Probe" heb die 10.000x versterkt(80dB)
De schaal is hier 10µV per Div.

.
En dit is een LM317 van National later dus TI geworden.

.
En dit is de laatste die ik vandaag getest heb, dit is een LM1086 van National (TI) een kloon van de Lineair Technologie LT1086.
Het is duidelijk dat de 1/F ruis veel beter is dan de vorige typen.
Maar dat betekend nog niet dat de stabiliteit bij verandering van chip temperatuur ook beter is, daar ga ik ng een testje mee doen, plaats ik twee LM317 typen tegen elkaar en wel geisoleerd zodat ik de stabiliteit
goed kan gaan vergelijken bij de belasting die ze ongeveer gaan zien, de uitkomsten ondanks de lage sample grote al ik hier tonen.

.
Conclusie
Nou... wat heeft het mij opgelevert, vooral meetinzicht en ervaring om ruis te meten bij lage frequenties aan b.v. voeding schakelingen.
En dat waarschijnlijk als je lage ruis nodig hebt en je een "317" type regelator wilt gebruiken een LM1086/LT1086 een betere keuze zou zijn in mijn gebruikte schakeling.
Ruis uit voedingschakelingen zijn trouwens op meerdere manieren de kop in te drukken, en hoe je dat gaat doen, hangt geheel van de toepassing af.

En als laatste nog een plaatje van de LM1086 en nu met een meettijd van 1000-Seconden, er zijn geen grote uitschieters te zien, dus weinig popcorn noise.

.
Zoals altijd: SHOOT!

Groet,
Bram

Wow, mooi spul weer. Ik ben bijna jaloers.

Ik had wel een idee over de current-sink. Als je de regeling aan de bovenkant doet dan blijft hij werken tot onder nul. Een simpel voorbeeldje zou er dan zo uit kunnen zien:

De diode D2 zorgt ervoor dat de uitgang nooit meer dan 0.7V negatief kan worden.

Al zijn er natuurlijk wel betere regelingen denkbaar.