Jongensradio anno 2007 Deel 8

Bij @Radioortje is de koppeling via die trafo. Dan moet je niet nog eens impedantie in serie met die trafo gaan zetten; dat doe je bij een LF versterker of bij een nettrafo immers ook niet?

Die 2k2 zit nu in het signaalpad en verslechtert de versterking. Door hem te ontkoppelen ben je ervan af; het enige wat hij dan nog doet, is de DC spanning voor de buis verlagen.

Als je in plaats van de 2k2 een smoorspoel zet, wordt de versterking nog minder (als het een goede is). Ook hier zul je moeten ontkoppelen met een condensator.

Het enige verschil is dan, dat met een ontkoppelde smoorspoel de voedings(gelijk)spanning voor de buis hoger is dan bij de weerstand.

Je zou ook kunnen overwegen helemaal geen weerstand of smoorspoel te nemen. Maar dat heeft het nadeel dat het HF pad doorloopt tot in hele plusleiding. Het heeft dus voordelen wèl een weerstand of spoel te gebruiken - ALS je die maar ontkoppelt met een C.

Als je met de R genoeg gelijkspanning hebt, is een L overbodig.

Vanmiddag een voorbereidende spoelen test gedaan. Ik heb een Q meting gedaan met een blokgolf en dan de "damping waves"tellen tot de magnitude is afgenomen tot de helft (6dB in spanning als ik dat nu eindelijk goed heb)

Nu wil ik diverse spoelen stevig aan de tand gaan voelen dus de opdracht aan jullie: wat is volgens jullie de beste spoel. Laten we het beperken tot iets van 5 uH want anders zit ik dagen te wikkelen. Ik heb ook geen gouddraad dus hij moet wel te maken zijn. Dan ga ik kijken wie er gelijk heeft. Wie durft

Heel erg leuk. Ook mijn zelfgebouwde directional couplers getest mbv meetzender en SA. Ik baal er wel van dat ze allemaal maar in een beperkt gebied werken. Sommige dekken wel een paar honder MHz af maar worden asymetrisch en het verschil tussen open en 50 ohm is dan nog maar 10dB. Beter dan 35dB op zijn best krijg ik ook niet voor elkaar en dat is dan hooguit over een bereik van een 50MHz. Het lijken net resonantiekringen.

De best werkende bestaan uit een stuk van 50 cm aircom+ met plastic er nog om waar ik de koppeling heb gemaakt door een draad door een van de kanalen te trekken. De tweede bestaat uit 15cm aircom+ zonder de plastic mantel en daar heb ik een een dun CU draadje door elk kanaal getrokken. De ommanteling extra afgeschermd met koperfolie. Toen ingetaped en een koperen bandje daaromheen waar al die draadjes op uitkomen. Dan 3 x 150 ohm naar de ommanteling. dat weer afgetaped en afgeschermd. De BNC's in een T stuk met een boring zo groot als de Aircom mantel ivm impedantie sprongen. Aan de andere kant zit hij gesoldeerd aan de koperfolie afschermhuls.

verder nog wat gespeeld met deze meetopstelling aan wat VHF antennes (slappe arnolds) die ik opogehangen had aan het plafond. De 2m versie die ik ooit gemaakt heb voor vakantie (swr was 1:1 op 145). hij is excact 50 ohm op 145MHz. Dat wist ik al van een eerdere test op de SNA maar leuk dat het nu ook weer bleek.

Over al die directional couplers zou je eens een artikeltje moeten schrijven voor de bladen, Electron enzo. Dat is good stuff. En als het een troost mag zijn, R&S en Agilent vinden 40dB zelf een erg goede directivity. De meetkopjes hebben dan een beperkt frequentiegebied (hoogstens 1 op 10, vaak minder).

Die spoel, da's een leuke vraag. Natuurlijk geldt: hoe groter, hoe betere Q. Maar laat ik eens een voorzetje geven: een spoel van 50mm lang en 50mm dik, gewikkeld met 12 windingen 2,5mm² waar de isolatie van af is gehaald. Dat is een praktische 5μH spoel met een Q van een paar honderd op 14MHz.

Ik neem aan dat je bedoeld dat electron ofzo daar eens een artikel over zou moeten publiceren (ten minste ik hoop dat je dat bedoeld )

Ik heb zelf nu al een stuk of 9 spoelen klaar liggen. Deze ga ik ook maken.

Voor ik ga meten kom ik op iets waar jij nu ook over begint. Ik heb gemerkt dat de Q veranderd met de frequentie. Ik maak een parallelkring en wat ik begreep is dat de L en de C ergens in gelijk moeten zijn. De beruchte LC verhouding. Nu dacht ik te weten wat die was maar van dat idee klopt niets van. De LC verhouding moet 1 zijn las ik ook eens . Maar dat is denk ik Xl/Xc=1 ofwel resonantie.

Dus hoe kom jij aan die 14MHz als optimale frequentie voor deze spoel Q.Want zolang ik dat niet gevonden heb kan ik ook nog niet serieus eraan meten.

In jouw geval 5uH en 23,97pF is 14MHz. De spoel bij die afmetingen is (theoretisch) 5,39uH, heeft 0,2469 ohm skinverlies, een vormfactor van 0,95 (niet goed !!!, edit: kan niet veel beter met deze draad dikte, een dunnere draad levert meer verlies wat met een betere vormfactor toch een lagere Q heeft, op papier moet dit de winnaar zijn. Ik kreeg hem zo hoog nog niet maar zit met die frequentie vast) en een onbelaste Q van 1921 (dat vooral theoretisch dus)

[Bericht gewijzigd door fred101 op donderdag 7 mei 2009 22:12:13 (11%)]

Nee, ik bedoel NIET dat "Electron" een artikel zou moeten schrijven. Bladen schrijven geen artikelen, dat moeten mensen doen. In dit geval jij dus, want jij hebt iets interessants te vertellen.
Twee bladzijden. Inleiding, gedachten, meetopstelling, plaatjes, resultaten, conclusie, en uitnodiging ook eens zoiets te doen. Verhaaltje fotootje, klaar. Leuk toch?

Over de oorzaken van een hoge of lage Q van een spoel kun je dikke boeken schrijven, maar dat bedoel ik niet.

Nu is Q = X/L, maar X hangt af van de frequentie.
Bij nul Hz is de Q van een spoel natuurlijk nul. En bij lage frequenties is X nog heel klein, dus Q ook laag.

Bij hogere frequenties neemt de Q dus toe. Maar uiteindelijk kom je in de buurt van de zelf-resonantiefrequentie van de spoel. Daar wil je niet wezen! Een spoel moet ruim onder die frequentie gebruikt worden.
Op zelf-resonantie is de Q weer nul. En boven die frequentie doet de spoel nog het meest aan een niet zo beste condensator denken. Vandaar het idee van een "optimale frequentie" voor een spoel.

Of een vormfactor van 1 (niet 0,95!) slecht is, is de vraag. Vaak is het zo ongeveer de beste vormfactor.. Veel spoelprogrammaatjes overschatten de Q trouwens vreselijk.

In kringen met een heel hoge impedantie kun je de spoel beter langer kiezen, dat vermindert de eigen capaciteit, terwijl de extra weerstand niet erg is.
Isolatie om de draad vermindert de Q. Nog niet eens zozeer door diëlectrische verliezen, maar alleen al door de extra capaciteit tussen de windingen die je zo toevoegt.

In kringen met lage impedanties (tankkring, antennetraps) kun je de spoel beter kort maken. Dat vermindert de weerstand, terwijl de extra capaciteit niet erg is.

Fred,

FET heeft gelijk.
je zou inderdaad je bevindingen met wat meetgegevens en grafieken in een klein artikel kunnen publiceren.
Je hoeft geen diepgaande theoretische beschouwing te geven maar wat je hier schrijft wat ordenen.
Foto erbij van een meting met VNA of SNA en klaar.
Er zijn hier diverse mensen die je mischien wat kunnen helpen.

Das niet eerlijk jullie spannen samen Lijkt me wel een leuk idee maar heeft dat zin, dan moet ik eerst uitleggen wat een VNA is. Ik weet ook niet of ik twee blz over richtkoppelaars vol krijg. Ik heb er dan nu een paar (op gevoel) gebouwd niet gehinderd door enige diepgaande kennis omdat ik ongeveer weet wat ze doen maar dan heb je het ook wel gehad. Ik denk dat jullie me nu iets te hoog inschatten.
Dan zou ik eerst ook eens met een echte moeten kunnen spelen als referentie (Er staat nu een HP8407 met display op markplaats, die display wil ik wel maar om er nu een tweede VNA bij te hebben is weer wat overdreven, vooral omdat ik bang ben dat die display niet meer toevoegd dan de scoop nu)

Die Q uitleg klinkt logisch. Maar in principe moet ik dus van de te meten spoel de eigenresonatie vinden. Ik neem aan de eerste en dan halverwege ofzo. Ik kan natuurlijk ook gewoon een 10MHz symetrische sweep kiezen en dan de smalste en hoogste piek zoeken.

Ik zag trouwens twee soorten resonanties. Een pure paralleresonantie maar vaak ook eerst parallel en daarna direct een serie resonantie. Is dat een meetfout ? ik bedoel dit:

http://www.hamforum.nl/viewtopic.php?f=48&t=946

Er zitten vast meer resonanaties in zo'n spoel. En twee parallelresonanties móeten natuurlijk gescheiden zijn door een serieresonantie (dat is zo'n wet net zoals de zwaartekrachtwet - je komt er niet onderuit).

De eerste parallelresonantie wordt ongeveer bepaald door de parasitaire capaciteit en de zelfinductie. Die kun je los proberen te meten, maar dippen gaat ook. De spoel niet kortsluiten bij het dippen.
'Mijn' spoel zou ergens in de 40..50 MHz moeten dippen, een beetje afhankelijk van de draadlengte waarbij je hem gebruikt - vooral de 'hete' kant.

OK dat snap ik denk ik wel. Er vindt een 180 graden fasedraai plaats en 180 graden verder is het een serie resonantie en als dat niet eerst gebeurt dan kan er dus geen volgende parallelreonantie plaats vinden.
Ooit bedenk ik een manier om paracitaire capaciteit te meten lijkt me reuze handig.

Ik heb nog een AN gevonden bij agilent over directional couplers. idd is directivity voor return loss metingen het belangrijkst. Maar hoe verhoog ik dat en hoe meet ik dat. Wat bedoel je met een 1:10 bereik ? (ben bang dat dat artikel er toch nog gaat komen )

Het frequentiegebied waarvoor zo'n coupler bedoeld is.

Een goede richtinggevoeligheid krijg je door een goede balans tussen inductieve en capacitieve overdracht, in het oppik element zelf al. Dan kom je dus toch vaak bij stripline achtige dingen uit.

Met je ijkcondensator kun je leuke metingen doen aan spoelen.
Resoneer de kring op de werkfrequentie en lees de condensatorwaarde af. Zet hem nu 10pF (of een andere handige waarde) hoger en bepaal de nieuwe frequentie. Nu kun je de spoel en de totale capaciteit uitrekenen.
Die totale capaciteit, verminderd met de waarde van je ijkcondensator op dat moment, is de parasitaire capaciteit.

Nemen we dat ook mee in de "nationale spoeltest"
Ik snap dat 1:10 iets mbt frequentie bereik is maar niet hoe ik dat moet zien. Ik denk dat je bedoeld dat een coupler voor 100MHz centre frequentie 10MHz breed is. In dat boek stond ook dat ze een bandbreedte hadden maar er stond ook dat je er een voor hogere frequenties ook rustig voor lagere kon gebruiken wat mij dus niet lukt. Lijkt me met een hybride al lastiger vanwege die stroombalun.Ik denk dat dat ontwerp van timo daarom met die coaxdraadjes door die twee ringkernen werkt. Dan heb je minder paraciteiten als net een bifilair gewikkelde balun zoal ik nu heb of trifilair zoals de eerste heeft.

Over dat stripline heb ik een mooie site gevonden alleen ging het wiskundige deel me ver boven mijn pet. Maar wat er wel stond was dat er een capacitaire koppeling met het groundplane moet zijn en dus de dikte van het materiaal een rol speelt. Qua inductie was het de breedte, lengte en ruimte tussen de strips. Alleen die formules waren wat ingewikkeld. http://www.ee.bilkent.edu.tr/~microwave/programs/magnetic/dcoupler/the… Staan accolades in, machten met e'tjes en heel veel boven, achter en naast elkaar.
Deed me denken aan die formule die je me ooit stuurde voor gelijkloop, dat ding nam ook twee regels in beslag.

[Bericht gewijzigd door fred101 op vrijdag 8 mei 2009 09:46:31 (13%)]

Hier hebben we ook als eens wat gepraat over directional couplers.
In mijn ervaring kun je alleen een matige maken als je het perse op een enkele varkensneus wilt doen.
Later heb ik er nog meer gebouwd met losse kernen en lukte steeds beter als je alles maar erg symmetrisch opbouwt.

DC's voor boven de 300MHz heb ik eigenlijk geen ervaring mee. Maar alles wijst er op dat als je een meetinstrument wilt maken, dat je dan met een tandem match op die frequenties niet makkelijk een hoge directivity kan krijgen. Op een gegeven moment zie je bij de grote merken met name stripline types.
Matige, smalbandige couplers met een varkensneusje kun je misschien nog wel vinden voor de hogere frequenties. Maar die zijn volgens mij alleen bedoeld om een PA te beveiligen of om te kijken of er uberhaubt een load aan hangt. Niet voor een nauwkeurige impedantiemeting.

Bedankt daar staat mooie info tussen. Er is een ding wat ik nog niet snap in dit verhaal. Ie hebt forward en reflected. Ze nemen een sample van beide en als er geen reflectie is dan heft de een de ander op. Alleen loopt de reflectie door het zelfde draadje als het incident signaal. Nu hangt daar een draadje parallel aan. Daarin ontstaat een stroompje door de inductieve koppeling. Hang je dat nu aan de DUT kant aan massa dan heb je forward en hang je het bij het incident aan massa dan komt er reflectie uit.

In werkelijkheid ontstaat daar denk ik een sample van forward en reflected maar door de aarding aan een kant zal een van de twee uit fase zijn en de ander in fase. Bij een 100% 1:1 koppeling valt dan het signaal in tegenfase weg en blijft het ander over. Iets in die geest. Dat stelt nog al wat eisen aan zo'n ding, zeker bij een hoge reflectiedemping.

Ik had zelf nog een idee wat ik wil proberen. Ik wil met een unbal naar een gebalanceerde lijn gaan. Die compleet geisoleerd tov elkaar houden (dat is alleen beroerd voor de impedantie dus daar ben ik nog niet uit, dat stukje hoeft bij een goede uitkoppeling maar heel klein te zijn) Dan met uitkoppelstrips/parallelleiding of ringkern een monster nemen. Deze aan een kant aan massa (de doorgaande leiding zit dus voor/na de unbal niet aan massa)
Er hoort bij geen reflectie een even grote doch tegengestelde stroom door beide uitgekoppelde circuits te lopen. Deze heffen elkaar op. Bij reflectie is de boel uit evenwicht en meet je de reflectie. Dan weer met een balun naar het DUT natuurlijk. Helaas zit ik dan toch weer met frequentie afhankelijkheid.

Ander idee is om die parallellijn per draad met een splitter te splitsen. Dan heb ik dus twee doorgaande kernen en twee doorgaande ommantelingen. Dan kan ik die gescheiden afkoppelen want het oppikmedium zie alleen maar de ene of de andere en er is maximale directivity waarbij je ook een hele hoge uitkoppelingsfactor kunt krijgen en je voorkomt het gebruik van frequentie afhankelijk materiaal. Wel 12dB demping in het traject naar de DUT maar dat is een kwestie van +10dBm insturen ipv -10dBm

Daar ben ik nou nog nooit mee bezig geweest. Interressante discussie...

Kun je (voor laagvermogensmetingen) niet een actieve versie met transistoren maken? Dan moet je wel tot hogere dempingen kunnen komen, zou ik zeggen, en het gebeid tot 100MHz moet je dan in één keer helemaal kunnen afdekken.

Ik zie niet meteen hoe je dat wilt doen. Je moet toch op de een of andere manier heen en weer splitsen, en dat kan tot nu toe alleen met een brug, zoals deze directional couplers zijn.
Er is wel een weerstandenbrug in gebruik. Die vreet vermogen (je raakt driekwart kwijt in de meting) maar hij is wel 'recht' tot in de GHz'en.

Ik zat ook te denken aan een weerstandsbrug. Dat was mijn ontwerpje. Ik heb het geprobeerd in RFsim99 te tekenen maar dat lukt me niet. Daar zitten niet genoeg onderdelen in. Zal eens simetrix proberen. Jojo deed dat ook in een simulator. Juist het experimenteren met ongebruikelijke alternatieven is het leukst.

Het idee is dan een DC waarmee je in 1 sweep overzicht krijgt ivm reflecties. Dat ik vermogen kwijt raak vind ik minder erg voor wat ik er mee wil, reflecties beter leren begrijpen. Zo'n VNA is erg gevoelig, de SA ook. maar drie kwart van je vermogen klinkt heftig: ik stop er 10mW in en dan raak ik 7,5 mW kwijt. Dan hoor ik toch liever die -6dB van de hybride coupler

Ik zal eens zoeken, volgens mij staat er ook een in een van die boeken maar die gaan gelijk richting hybrides. Voor een beperkt gebied zoals de vna is dat goed maar voor de sna en SA heb ik er dan 6 nodig ofzo. Dat geeft niet als ik ze zo kon maken dat ze op die frequentie zitten waar ik wil maar zover ben ik nog niet.

Op 8 mei 2009 19:10:49 schreef Frederick E. Terman:
Ik zie niet meteen hoe je dat wilt doen. Je moet toch op de een of andere manier heen en weer splitsen, en dat kan tot nu toe alleen met een brug, zoals deze directional couplers zijn.
Er is wel een weerstandenbrug in gebruik. Die vreet vermogen (je raakt driekwart kwijt in de meting) maar hij is wel 'recht' tot in de GHz'en.

Met opamps bestaan dit soort truucs:
http://www.wenzel.com/pdffiles1/pdfs/RFDesign3.pdf
http://www.wetterlin.org/sam/Reflection/Circulator.png

Maar met zowel die opamp circulators en resistive bridges heb ik toch nog wat moeite. In simulaties ziet het er mooi uit als je de load dicht bij de 50 ohm wilt krijgen. Maar wanneer je wilt meten wat de waarde is als je juist geen 50 ohm load hebt, dan wordt het al snel erg vaag. De rekensommetjes die je bij deze bridges soms ziet lijken in de simulatie niet goed te kloppen. Vooral de load van de power sensor speelt mee.

Nu zie ik ook het nut in van een dual-directional coupler. Daar is de power sensor impedantie afgeschermd van de (embedded) referentie impedantie waarmee een reflectie wordt "vergeleken". Zoals hier:

http://www.hamforum.nl/viewtopic.php?f=55&t=951&p=4032#p4032

Hier de resultaten van mijn gezwoeg. Ik heb er ook een tabelletje met meetgegevens bij staan. Ik heb twee koppelaars gemaakt met coax en oppikdraad erdoor, een hybride volgens het boek van funkamateur (de beste) en een volgens eigen idee met powersplitter ingang (ietsjes minder goed maar niet met SMD gebouwd als excuus )

De beste was dat ding wat eerst zo gek deed maar ik bleek twee draden te hebben omgedraaid. De aller eerste die ik maakte met die varkensneus was helem,aal niks en is weer uit elkaar. De metingen heb ik niet opgeschreven. Als dat ding afgesloten met 50 ohm al resonanties vertoont ga ik niet eens meer verder.

Even, nou ja even, wat rekenwerk op de cijfers los gelaten. Ook aan de hand daarvan is de beste de 6dB hybride.
Aangezien ik geen forward poort heb kan ik de directivity niet meten.
Coupling loss 13dB= 5% van -10dBm wordt afgekoppeld, dat is 5uW, -5dB gaat verloren in de weerstanden (31,6uW) dus 64uW gaat naar de DUT. Er gaat dus totaal 100-64= 36uW verloren (maar hier twijfel ik of mijn rekenwerk klopt) dat is -1,94dB

Insertionloss 0,22dB volgens tabel
Als test nog het volgende gedaan.
-31dB bij 50 ohm is een VSWR van 1,06
Bij 100 ohm meet ik -25dB, dat is 6dB verschil met 50 ohm
Rho= (100-50)/(100+50)=0,33
VSWR= (1+0,33)/(1-0,33)= 2 (dat klopt)
20log(2)=6dB en 31-25 is 6dB
Dat betekent dat ik deze dus kan gebruiken om redelijk nauwkeurige absolute reflectie metingen te doen.
De powersplitter-hybride is niet recht genoeg dus. Die is delta 8, 3 of 10dB over de bandbreedte, niet echt bruikbaar.
Mijn eigen coax coupler met 5 draden is dus ondanks een niet symetrische open short best bruikbaar voor impedanties boven 50 ohm meten tot 50 mhz.
De grote coax is dus eigenlijk helemaal niet bruikbaar.

Verhelderend, dat terwijl ik (grafisch) eerst dacht dat die lange beter was en die korte coax niet deugde. Cijfermatig dus net andersom.

[Bericht gewijzigd door fred101 op zondag 10 mei 2009 08:11:29 (47%)]

Even op je site gekeken! Dat ziet er al bijna als een artikel uit, mooi hoor.

Alleen als je zegt "5dB gaat verloren in de weerstanden", is dat wel wat je bedoelt?
Ik dacht dat er gewoon 5dB minder uitkwam dan dat er in ging. Van de 100 microwatt zou er dan dus 31,6 uit komen. De rest ben je kwijt aan de "coupled" poort en aan de weerstanden.

Inmiddels ben je wel dingen aan het doen die ik allang niet meer na kan doen, dat weet je toch hè?

Rekenwerk is niet mijn sterkste kant dus ik zal het wel fout hebben.

Het incident komt -5dB versterkt uit de coupler bij een doorgangsmeting (generator ingang naar DUT uitgang. Dat is echter zonder er iets is aangesloten op de coupled poort. Het enige wat tussen deze twee poorten zit is een 50 ohm serie weerstand (en de 50 ohm parallel van de VNA) en de bifilair gewikkelde trafo (soort stroomtrafo zoals op de TX kant van een symetrische tuner))

Als ik een doorgangsmeting doe van generator ingang naar de coupled poort is dat -13dB versterking. Nu stonden er in wat AN en boekjes hier en daar wat formules en definities en dat heb ik geprobeert toe te passen. Volgens een AN was het coupling loss het signaal wat via de gekoppelde poort "verloren ging" Dat is dus 13dB. Nu schijn je dat dan dus te moeten berekenen zoals ik eerder deed maar dat zal wel fout zijn. Belangrijkste voor mij is dat hij goed werkt op mijn VNA. Nu nog iets uitvogelen voor de SNA want daar krijg ik andere resultaten als op de VNA. De VNA reageert zoals ik verwacht de SNA niet altijd. Dat komt voor het grootste deel door de detector. Maar als ik de hybride daar met de commerciele HP kristaldetector gebruik dan hebben bv de testspoelen bijna allemaal een eerste eigenresonantie rond de 25MHz. Bij de VNA is dat gemiddeld rond de 80MHz. Daar is dan ook echt de fasesprong te zien en is ook echt de reactantiecurve te zien.

Van directivity wordt ik een beetje gestoord. Nu kom ik weer een andere definitie tegen. De derde al. Nu wordt gezegd dat dit het verschil is tussen open en short (wat mij wel logischer klinkt) Dat zou dus voor het grootste deel 1dB zijn. Alleen de laatste 20MHz wordt het 2 dB.

Ik ben begonnen aan de spoelen test. De eigen resonanties heb ik nu gemeten. Dat is bij sommige een enorme bult, bij andere moet je hem met een vergrootglas zoeken. Als ik er een parallelkring mee maak en dan meet met een 50 ohm afgesloten in/uitkoppelspoel zie ik bij de eerste probeer metingen al mega verschillen. Bij de ene ligt de parallel/serie resonantie strak tegen elkaar en is het verschil tussen de twee toppen 10dB, Bij andere is dat 40dB. Maar er zijn ook spoelen met alleen maar een parallel resonantie. De eerst volgende (serie dan dus) ligt dan boven de 110MHz.

FET, dat is dan alleen omdat je thuis geen VNA hebt staan neem ik aan en niet dat je niet weet hoe het moet.

Op 12 mei 2009 08:15:58 schreef fred101:
...
FET, dat is dan alleen omdat je thuis geen VNA hebt staan neem ik aan en niet dat je niet weet hoe het moet.

Wie van de mensen op dit forum heeft er nu een HP VNA thuis ?
Bijna net zoiets als een electronenmicroscoop of dergelijke meetapparatuur.

@rbeckers: Nou, ik heb er ook eentje (nouja, VVM dan). Dat maakt al 2 man met zo'n ding
En FET heeft zoveel van die dingen op zn werk dat ie er thuis niet eens meer eentje wilt.

@fred: Die kristaldetector die je gebruikt, is die niet hoogohmig? Probeer het volgende eens: zet de kristaldetector aan de ene kant van een T-stukje, en aan de andere kant een 50 Ohm dummy. Dan is de meetkabel wel goed afgesloten, en meet de de detector de spanning ter hoogte van de dummy.

Eh, (slik) ja, ja, dat bedoel ik natuurlijk (zweet).

Ik heb me eigenlijk nooit zorgen gemaakt over de definitie van het begrip directivity. Wij zeggen hier: directivity, dat is richtinggevoeligheid. Het is het verschil (in dB) tussen wat er uit de meetuitgang komt bij vermogen de ene kant op, en bij vermogen de andere kant op. Dus bv:

vermogen in bij A, uit bij B (in dummyload); gemeten op C: -20 dB
vermogen in bij B, uit bij A (in dummyload); gemeten op C: -48 dB (wat dus eigenlijk −∞ had moeten zijn).
Dan is de directivity (voor ons) -20 − -42 = 28 dB.

Dat is weer een andere definitie of ik lees ze gewoon verkeerd. Is best complex allemaal.
Ik denk dat het ook aan het soort coupler ligt wat men bedoeld.

In jou geval stuur je vermogen naar een dummy, als je dan -20dB meet is er dus een reflectie en is de aanpassing niet 100%. Gebruik je hem omgekeerd en je reflectiedemping is veel beter (-48) dan is de koppelaar daar dus beter. Er zit een verschil van 28dB tussen een meting met een 50 ohm dummie. Dat is knap beroerd en lijkt me ook niet zo zinvol of het moet bv om een powersplitter gaan.

In het tweede geval kijkt men naar het verschil in reflectiedemping bij open tov short (dus zonder dummie). Daar wil je ook een zo klein mogelijk verschil hebben. Daar hoor je echter ook zo min mogelijk reflectiedemping te hebben.

De derde variant kijkt naar de scheiding tussen forward en reverse, de beinvloeding van het forward incident op de reflectie en omgekeerd. Deze twee mogen elkaar niet beinvloeden.

Als laatste las ik ook ergens dat dit het verschil is tussen reflectiedemping bij 50 ohm tov open/short.

Kortom, ik ben het even kwijt.

Op 8 mei 2009 09:15:02 schreef Frederick E. Terman:

Met je ijkcondensator kun je leuke metingen doen aan spoelen.
Resoneer de kring op de werkfrequentie en lees de condensatorwaarde af. Zet hem nu 10pF (of een andere handige waarde) hoger en bepaal de nieuwe frequentie. Nu kun je de spoel en de totale capaciteit uitrekenen.
Die totale capaciteit, verminderd met de waarde van je ijkcondensator op dat moment, is de parasitaire capaciteit.

Ik ben dit aan het voorbereiden zodat ik gelijk de waardes in tabellen kan invullen want anders raken alle meetgegevens door elkaar. Dat doe ik in excel dus kan ik ook gelijk de berekening er in zetten maar zo makkelijk als jou manier leek zo vast loop ik er nu mee.Het kwartje wil even niet vallen.

Een voorbeeld: Ik heb een standaardspoel van 2,08uH. Deze is gemeten door een resonantie meting te doen mbv een standaardcondensator volgens de methode van Bob bij 5,5MHz.
Dit klopt dus eigenlijk niet want de capaciteit die ik gebruik in de berekening is de waarde van de standaard condensator en dat is dus fout want er zat ook een stuk paracitaire capaciteit in. Ik heb een touwtje gebruikt om het cu draad te spreiden en toen tape erom. Achteraf weet ik nu dat ik dus extra dielectrium heb toegevoegd

Maar in jou methode bereken je toch de L (onbekende) aan de hand van twee bekende frequenties en twee bekende capaciteiten (varco) maar ook een onbekende (paracitaire C) en formules met twee onbekenden kan ik als wiskundig gehandicapte niet oplossen.
Wil jij de formule geven, dat scheelt mij avonden ploeteren op het omzetten van formules.

Fred, je haalt nu dingen door elkaar.

Op poort C krijg je -20dB van wat er van A naar B loopt.
Op poort C mag je niets zien van wat er van B naar A loopt!
In dat geval is de directivity volmaakt, dus oneindig dB.

Zie je nu altijd nog -48dB van wat er van B naar A loopt, inplaats van −∞dB, dan is de directivity dus niet volmaakt, maar slechts 28dB.

Bij reflectiemetingen is dat belangrijk.
Je meet eerst het voorwaartse vermogen: bron op A, belasting op B, meter op C. 20dB bij de meting optellen is het voorwaarts vermogen.

Nu de reflectie: je draait de coupler om, dus achterstevoren. Want nu moet je het vermogen van de belasting naar de bron meten - dat is juist de clou van gereflecteerd vermogen.
Dus: bron op B, belasting op A, meter op C. 20dB bij de meting optellen geeft je het gereflecteerde vermogen.

Hangt er nu een reflectievrije belasting aan, dan mag poort C dus geen vermogen laten zien.
Maar bij onze onvolmaakte coupler laat hij toch wat zien: -48dB van het vermogen van de bròn.

En poort D? Daar kunnen we bij onze directional couplers niet bij; die zit inwendig en is afgesloten met een dummy.

---
Nu de spoel en zijn parasitaire capaciteit. Je weet dat de capaciteitsverhouding het kwadraat is van de frequentieverhouding.
Bij de eerste meting is de totale capaciteit: Cp + C1. De frequentie is f1.
Bij de tweede meting is de totale capaciteit: Cp + C2. De frequentie is f2. f2 is lager dan f1 als C2 groter is dan C1.
Er geldt nu dus eenvoudig: (f1/f2)² = (Cp+C2)/(Cp+C1)
En dat, mijn vriend, is één vergelijking met één onbekende.
Heb je nu Cp uitgerekend, dan is L een fluitje van een cent. Je neemt f1 en Cp+C1, en past de resonantieformule toe.

Voorbeeld: C1= 40pF, f1= 7184kHz. C2=50pF, f2=6542kHz.
Er komt: (7184/6542)²=(Cp+50)/(Cp+40), dus
(Cp+50)/(Cp+40)= 1,206 ofwel Cp = 8,6pF
Invullen in de resonantieformule levert L=10,1μH.

Wil je het kant-en-klaar, dan heb ik dit voor je gemaakt:

L = (f₁² − f₂²) / (4 π² f₁² f₂² (C₁ − C₂))

C_p = (C₂ f₂² − C₁ f₁²) / (f₁² − f₂²)