230V DC-blokker en gefilterde verdeeldoos

Bedankt, ga ik met deze 2 eens stoeien.

Op 4 oktober 2015 22:01:44 schreef Hoeben:
DC op een trafo geeft een klein beetje onbalans ALS de trafo tegen verzadiging zit. Maar daar zit altijd een marge op, dus zul je secundair niets meten. Maar als je door de dc wel iets onbalans krijgt zul je secundair alleen maar een AC zien die een klein beetje afgeplat is in 1 richting. Na gelijkrichting is dat weg. Hiermee is een DC-blokker totaal nutteloos. Tenzij je natuurlijk ook linksdraaiende aansluitklemmen hebt, houten volumeknopjes van 400 dollar en vergulde zekeringen in je meterkast.

Het is heel erg komisch om te lezen dat TS zich druk maakt over DC op de mains. DC op de mains komt je nergens tegen, simpelweg omdat er geen gelijkspanningsbron aan het net hangt die ook nog eens voldoende vermogen kan leveren om die transformator te biassen. El cheapo multimeters willen nog wel eens onverklaarbare waarden op het display tonen maar dit is het gevolg van onvolkomenheden aan de meter. Hang een goede bench meter aan het net en die zal hooguit een paar milivolt aangeven (ook een meetfout, maar wel een veel kleinere waarde dan portable multimeters).

TS heeft een veel grotere kans om de geluidskwaliteit van zijn installatie te verbeteren door het uitnullen van de magnetische bias in zijn ringkern onder invloed van het aardmagnetische veld

Zo... en dan ga ik nu weer verder met mijn hobby. Alu-hoedjes vouwen want ik zag zojuist weer een ufo voorbij vliegen en ik wil niet dat de buitenaardse variant van de NSA mijn hersengolven gaat aftappen

Op 4 oktober 2015 21:48:03 schreef Frederick E. Terman:
In zijn geval was de COS φ maar 0,003. Dat is een heel gekke waarde. Als je als belasting iets met een normale COS φ neemt, zoals een versterker die je voedt en die echt vermogen verbruikt, is de kleine weerstand van de diodes niet meer genoeg om de DC te laten zakken.

Die "rare" cos φ was mij ook opgevallen, daarom had ik de simulatie wat aangekleed door van de spoel een echte trafo te maken, en daar een ohmse last aan te hangen. Dat geeft echter geen verschil.

Hieronder heb ik de spanningsval over een wat grotere weerstand, en over de dioden geplot samen met de stroom door beide trafo's.
Ik snap het niet precies.

Op 1 oktober 2015 18:50:51 schreef SparkyGSX:
Dat is inderdaad wel curieus; ik krijg, in beide gevallen, -2.2V met een Fluke 79 III, en -1.7V in een richting en zelfs -4.8V in de andere richting met een Fluke 83 III.

Fluke 79 en 83 zijn geen true RMS meters, ik geef je heel weinig kans dat je daar enige zinnige metingen mee kan verrichten. Dat zijn meters voor kabeltrekkers die willen weten hoeveel spanning of stroom er 'ongeveer' naar die gloeilamp gaan die ze zojuist hebben gemonteerd onder de lampenkap.

@blurp: als je de simulatie wat langer laat doorlopen, zie je wel dat de situatie wat tijd nodig heeft om te stabiliseren.
e: Heb je gedaan, prima.
Daarbij is 1 ohm nog te weinig om de diodeweerstand te vervangen.

In onderstaand plaatje heb ik in de rechter tak 6,9 ohm gebruikt. Groen= weerstandtak, rood= diodetak. Je ziet dat de stromen dan (na inslingeren) gelijk aan elkaar zijn. (Bij het inschakelen is er wel verschil, zoals in dat oudere topic al uit de simulatie van @Fry bleek.)
Ook de secundaire spanningen zijn trouwens gelijk. Het is dus niet zo dat de weerstand minder spanning op de uitgang geeft dan de diodes.

Laten we nu samenvatten wat we gezien hebben:

• De gelijkspanning achter de diodebrug is onbelast hetzelfde als ervoor. Dat was mijn originele opmerking. Wel zit nu de weerstand van de dioden ermee in serie.
• De primaire van een goede trafo heeft maar een lage weerstand, onafhankelijk van de COS φ op 50 Hz. Dat had ik zelf even over het hoofd gezien: de situatie op 50 Hz maakt niet uit.
• Doordat nu de weerstand van de dioden in serie zit, zal de totale weerstand voor DC nu minder laag zijn, en de gelijkstroom dus kleiner.
• Hetzelfde kun je echter bereiken met een gewone weerstand. Of door een 'gewone' trafo te nemen in plaats van een ringkerntrafo.

Maar in beide gevallen loopt er nog steeds een flinke gelijkstroom. Het is dus duidelijk dat de DC-verwijdering door een condensator gedaan moet worden, en dat de dioden er alleen zijn om die condensator te beschermen bij het inschakelen.

Op 5 oktober 2015 11:51:49 schreef Frederick E. Terman:
@blurp: als je de simulatie wat langer laat doorlopen, zie je wel dat de situatie wat tijd nodig heeft om te stabiliseren.

Klopt, en daarom keek ik alleen na de signalen na 20 s. Als je de (soms arcane) spice commando's kent zag je dat ik de eerste 20s resultaten weggooi, om alleen naar de periode 20s - 20.1s te kijken.

In onderstaand plaatje heb ik in de rechter tak 6,9 ohm gebruikt. Groen= weerstandtak, rood= diodetak. Je ziet dat de stromen dan (na inslingeren) gelijk aan elkaar zijn.

Inderdaad, met 7 ohm zie ik ook een grote gelijkenis tussen beide stromen.
De gemiddelde stroom is 0.15A, dus de effectieve weerstand van de dioden is ook ongeveer 5-10Ohm.

Maar in beide gevallen loopt er nog steeds een flinke gelijkstroom. Het is dus duidelijk dat de DC-verwijdering door een condensator gedaan moet worden, en dat de dioden er alleen zijn om die condensator te beschermen bij het inschakelen.

De grap is natuurlijk dat bij voldoende grote DC offset de dioden de condensator kortsluiten.

Maargoed, dat de hele exercitie enigszins overdreven is omdat er nauwelijks DC op het lichtnet te vinden is, en een goed (ruim bemeten) trafo bovendien geen last heeft van een kleine DC offset wisten we al.

Ik snapte alleen nog niet hoe die diode daar een verbetering kon betekenen. Zijn weerstand dus. Dat impliceert gelijk dat een simulatie met ideale dioden (0 forward voltage) geen verbetering zou moeten laten zien.

Ik had in de gauwigheid aan de tijd-as van het plaatje niet gezien dat je al 20s had laten lopen. Maar vandaar natuurlijk dat het plaatje al mooi steady was.

Twee ideale diodes antiparallel... dat zal wel niet veel doen inderdaad.

Op 5 oktober 2015 12:49:39 schreef Frederick E. Terman:
Twee ideale diodes antiparallel... dat zal wel niet veel doen inderdaad.

En dus ideaal voor een betere audiobeleving

Op 5 oktober 2015 11:51:49 schreef Frederick E. Terman:
... en dat de dioden er alleen zijn om die condensator te beschermen bij het inschakelen.

En dat is belangrijk omdat je forse condensator waardes nodig hebt om niet een te grote spanningsval te krijgen over de impedantie van die condensatoren. En omdat er in normaal gebruik maar een paar volt DC over de condensatoren staat, is dan het gebruik van laagspannings condensatoren aangewezen....

Op 5 oktober 2015 09:22:51 schreef Blackfin:
[...]

Zo... en dan ga ik nu weer verder met mijn hobby. Alu-hoedjes vouwen want ik zag zojuist weer een ufo voorbij vliegen en ik wil niet dat de buitenaardse variant van de NSA mijn hersengolven gaat aftappen

Jouw hobby is volgens mij "het nog eens dunnetjes overdoen" en "proberen de discussie die heel aardig op de rails blijft alsnog te laten ontsporen". Net zo onzinnig als de hobby die je hierboven opgeeft, maar bovendien irritant. Ik durf te beweren dat het theoretische niveau van dit topic voor jou voldoende ruimte overlaat om nog wat bij te leren. Voor mij wel in elk geval - in de praktijk weet ik wel ongeveer wat een trafo doet, goed genoeg om met het gebruik ervan meestal wel weg te komen aan de hand van vuistregels en gezond verstand, maar mijn achterliggende theorie is nog altijd relatief fragmentarisch (ik doe aan "as you go" kennisgaring).

[Bericht gewijzigd door maartenbakker op maandag 5 oktober 2015 13:38:36 (17%)

Maar dan nog is -1.4V m.i. nog wel een beetje ruig hoor. Ik zou 2 condensators anti-serie plaatsen, waarbij elke condensator een eigen anti-parallelle diode krijgt. Idealiter natuurlijk een schottky, maar er zijn niet veel schottkys die dergelijke hoge spanningen kunnen sperren, en ook nog eens bestand zijn de grote inschakelstroom.

Een tijdje terug ontdekte ik tot mijn verbazing hoezeer de techniek van Schottkydiodes de laatste jaren vooruit is gegaan. Er zijn siliciumcarbide-types die behoorlijk wat spanning mogen hebben.

Toch wel verbazingwekkend dat een meter die TRMS kan meten, een beter, of ander, resultaat geeft voor een DC meting dan een niet TRMS meter.

Er zijn natuurlijk wel nogal wat verschillende meetmethodes, ADC types en filters.

Misschien een domme vraag maar meet een dmm in de ac+dc stand nu het ac signaal met de offset tov de gewone ac stand?
Mijn meter geeft in de ac+dc stand een hoger gemiddelde dan wanneer ik alleen de ac stand meet.

Ik heb niets wat het direct kan meten, maar een lowpass in elkaar fabrieken is nou niet echt heel moeilijk ...

Niet iets waar ik me al te druk over zou maken.

-edit-

Jep, de klok staat fout, gisteren gestart om 2300

[Bericht gewijzigd door Sine op maandag 5 oktober 2015 19:59:02 (14%)

Dat is een mooi plaatje.
En een filter.

Dus om ca 7 uu in de ochtend komt er meer dan 0,15V DC op het net te staan, stevig onbijtje . Of wellicht een buurvrouw die haar haar aan het föhnen is.

Op 5 oktober 2015 19:23:41 schreef Kingpin:
Misschien een domme vraag maar meet een dmm in de ac+dc stand nu het ac signaal met de offset tov de gewone ac stand?
Mijn meter geeft in de ac+dc stand een hoger gemiddelde dan wanneer ik alleen de ac stand meet.

Dat is helemaal geen domme vraag hoor, want ik wist het in eerste instantie ook niet. Ik zal het proberen uit te leggen:

Een RMS spanning is een getal dat we geven aan periodieke spanningen dat de waarde heeft als een gelijkspanning die hetzelfde vermogen zou leveren aan een ohmse belasting. Dat wil dus zeggen dat een spanning van 5V_RMS dezelfde dissipatie zal veroorzaken in een weerstand als dat 5V_DC zou doen. In een weerstand van 1Ω zou dus U² / R = 5² * 1 = 25W worden verstookt.

Uit het voorgaande blijkt dus dat domweg het gemiddelde meten niet gaat werken. Is de blokgolf 50/50% 0V en 10V wordt er de helft van de tijd 0W verstookt en de helft van de tijd 10² / 1 = 100W. Gemiddeld dus 50W en de RMSwaarde van deze blokgolf is dus 7,07V_RMS.

Het berekenen van de RMS waarde betekent dus dat je de spanning continu of in ieder geval redelijk vaak per cyclus moet meten, het kwadraat moet berekenen en daarvan het gemiddelde berekenen en daar weer de wortel van trekken, en in veel meetinstrumenten vereist dat teveel en te dure schakelingen en gebruikt men een gelijkrichter met een soort van triviale laagdoorlaatfiltering om een benadering te maken die wordt afgeregeld om met een sinus een redelijke benadering te geven. Bij andere golfvormen en te hoge frequenties neemt de nauwkeurigheid heel snel af en is het getal eigenlijk waardeloos. Bovendien meet deze schakeling geen gelijkspanning ondanks het feit dat 5V_DC eigenlijk ook 5V_RMS is. Dit waarschijnlijk omdat je er vaak meer aan hebt om de rimpelspanning te meten en apart daarvan de DC component zodat je de totale waarde en grove vorm van het daadwerkelijke signaal dan beter kan schatten.

Nu zijn er componenten te krijgen die met redelijke nauwkeurigheid de RMSwaarde van een signaal kunnen berekenen door de logaritmische karakteristiek van een aantal gematchte transistoren te gebruiken om de berekening zonder digitale sampling te doen. De AD536 en 636 van Analog devices zijn zulke devices, maar ze zijn vrij duur en worden daarom voornamelijk in de wat duurdere meetapparaten gestopt. Deze dingen berekenen de RMSwaarde van de spanning wel met inachtname van de gelijkspanningscomponent en geven op deze manier dus een AC+DC stand. Als zo een meter ook een AC stand heeft (naar mijn weten is dat altijd zo), dan wordt die condensator daarvoor geschakeld en filter je het DC component er uit om zo bijvoorbeeld ook de rimpel over een DC voedingsbus te kunnen meten.

Mijn ervaring met meetinstrumenten gaat niet heel ver, maar er zijn vast nog meer methoden om een AC+DC stand te maken (zoals bijvoorbeeld digitale sampling), en die zijn niet allemaal even nauwkeurig. Meestal kan in de handleiding worden herkend dat het een "fatsoenlijke" methode betreft als de manual de nauwkeurigheid uitgebreid aangeeft in relatie tot de crest factor en de bandbreedte zoals ook in de datasheet hierboven. Al deze dingen samen maken het heel moeilijk om te beoordelen hoe juist het aangegeven getal op de meter eigenlijk is, maar als er een goede TRMS omzetting plaatsvind in je meetapparaat kan je er vergif op innemen dat de fabrikant een uitgebreide tabel met specificaties in de manual zal publiceren. Zo niet, dan zal het blijven bij een enkel getalletje.

Groet,
Kruimel

Op 5 oktober 2015 09:37:05 schreef Blackfin:
[...]Fluke 79 en 83 zijn geen true RMS meters

Fluke vond het echter geen probleem om "True RMS" op de voorkant van die 79 III te zetten, dus ze zijn het blijkbaar niet met je eens.

@Kruimel, bedankt voor de uitgebreide uitleg.

De AD636 is een vrij oude RMS converter.
De LTC1968 is beter.

http://www.linear.com/product/LTC1968

Maarten,

Over die sinus. Ja die zul je ietsje zien. Maar na de elko buffer is hij weg. Het enige verschil is dat de plattere kant bij 50 Hz loopt na de diodes ipv 100 Hz.

Harmonischen zijn er nauwelijks, het is rond en slechts een derde harmonische (1 zijde plat = oneven harmonische, beide zijden plat = even harmonische). Waarmee die harmonische weer mooi op 150 Hz staat en vast goed door de elko gefilterd wordt.

Bij een slechte voeding heb je een probleem. Of bij een slechte versterker die gevoelig is voor de voeding.

Het enige wat ik me kan indenken is dat bij een keiharde afvlakking er piekjes ontstaan die via de parasitaire capaciteit van de trafo tot ratel leiden. Maar een trafo gaat niet in verzadiging, dan wordt hij ook extreem warm omdat de zelfinductie wegvalt en hoge stroompieken heeft. En bij juiste steraarding en voeding (+, -, maar ook nul) zijn de ratels ook weg.

Op 5 oktober 2015 23:42:48 schreef Hoeben:
Harmonischen [...] (1 zijde plat = oneven harmonische, beide zijden plat = even harmonische).

Andersom.

(extreem voorbeeld: symmetrische blok; oneindig veel harmonischen, maar alleen oneven)

Op 2 oktober 2015 07:30:14 schreef High met Henk:

Het is altijd handig om ongewenste storingen af te voeren naar de randaarde... Doen netfilters vrijwel allemaal. Daarbij is audio brom vaak een gevolg van een verkeerde aarde. of een verkeerd gelegd massapunt of een combinatie van beide. Audio MOET in ster massa liggen en dan is het handig om die ster bij het kruispunt aan aarde te leggen en verder nergens.. Uiteraard wel zorgen dat die aarde laag impedant is, anders ga je de in de voeding gefilterde storing vrolijk aan het net koppelen. En die massa is dan dus de audio massa, bij gebelanceerde signalen is het totale onzin natuurlijk.

Netfilters gebruiken de aarde juist niet om storing af te voeren. Netfilters zijn ook niet bedoelt om storing van het net buiten het apparaat te houden. Netfilters zijn bedoelt om storing die het apparaat eventueel op de lijn kan zetten te verzwakken.

Dat de randaarde wordt gebruikt in het filter heeft twee redenen:
Apparaten met randaarde hebben vrijwel altijd een metalen behuizing, dat is immers de voornaamste reden dat randaarde noodzakelijk is. Het is dan ook fijn om de behuizing voor eventuele stoorsignalen op gelijk potentiaal te brengen als nul en fase.

Daarmee kom ik tevens op de kern van de zaak, het is de bedoeling dat er geen differentiële spanningen (in het spectrum wat voor EMC relevant is) boven de toegestane limietwaarden op de fase, nul en randaarde komen te staan.
Vervolgens voegt men nog een common mode filter toe tussen fase en nul om eventuele common mode stromen te limiteren.

M.b.t. de ster aarding in versterkers en andere audio apparatuur. Brom wordt heel vaak veroorzaakt omdat men de geen goed ontwerp heeft gemaakt van de referentiespanning en er 100Hz stoorsignalen afkomstig van de brug gelijkrichter naar de buffercondensatoren via gemeenschappelijke impedantie in de signaalketen terecht komen. Veel audio-ontwerpers houden zich echter liever bezig met gouden linksdraaiende connectoren en OFC verzilverde draden om de aardstralen uit de audioketen te houden.

Is het dan niet beter om signaalaarde helemaal niet aan randaarde te leggen?