Peak limiter met opto-isolator

is C2 echt 1uF?

Op 16 december 2015 18:01:16 schreef flash2b:
Ik zou de GND van elko C3 met de kathode van led L1 verbinden. R5 kan dan vervallen.

Nee, niet alleen ben je dan afhankelijk van de U/I curve van de LED voor de release, en heb je een veel grote elco nodig om dezelfde tijdconstante te krijgen. Daarbij krijg je een vertraging bij het ingrijpen, omdat die elco door dezelfde weerstand opgeladen moet worden, en die zal al snel langer zijn dan de release tijd, aangezien de stap van 0V tot de forward voltage van de LED veel groter is dan het verschil in spanning bij een forward voltage van 1mA tot 20mA of zo.

Lijkt me dus een slecht plan.

Als het een rail-to-rail comparator is, kun je de inverterende input ook aan Gnd hangen, maakt de schakeling eenvoudiger...

Elco is inderdaad 1uf. Misschien is dat wat groot, 100nf beter?

Verder is alles gevoed met 9V t.o.v. GND dus geen negatieve rail.

@Arco: de inverterende ingang krijgt de spanning die vergeleken moet worden met een setpoint, lijkt me toch niet handig om dat aan de ground te hangen.

Nog afgezien daarvan, het idee is om de spanning van die envelope detector te vergelijken met een ingestelde waarde; niet echt zinvol om die met 0V te vergelijken.

@TS: nee, ik dacht dat die condensator misschien veel kleiner was. In principe kun je die zo groot maken als je zelf wilt (binnen redelijke grenzen), hij dient alleen om DC tegen te houden.

Wacht even, ik zie het al; er is natuurlijk geen pad in omgekeerde richting! Aangezien je alleen geïnteresseerd bent in de positieve helft van het signaal, kun je bij nader inzien die hele condensator weglaten.

Op 16 december 2015 19:50:18 schreef SparkyGSX:
@Arco: de inverterende ingang krijgt de spanning die vergeleken moet worden met een setpoint, lijkt me toch niet handig om dat aan de ground te hangen.
Nog afgezien daarvan, het idee is om de spanning van die envelope detector te vergelijken met een ingestelde waarde; niet echt zinvol om die met 0V te vergelijken.

Ik bedoelde het eerste schema. ;)
Er is wel degelijk een drempel door de diode van ~0.6v. Kun je verhogen door meerdere diodes of een zener te gebruiken.
Ik gebruik het regelmatig in ontwerpen met geaarde inverterende ingang, werkt erg betrouwbaar en spaart je een Vref uit...

Op 16 december 2015 19:50:18 schreef SparkyGSX:
@Arco: de inverterende ingang krijgt de spanning die vergeleken moet worden met een setpoint, lijkt me toch niet handig om dat aan de ground te hangen.

Nog afgezien daarvan, het idee is om de spanning van die envelope detector te vergelijken met een ingestelde waarde; niet echt zinvol om die met 0V te vergelijken.

@TS: nee, ik dacht dat die condensator misschien veel kleiner was. In principe kun je die zo groot maken als je zelf wilt (binnen redelijke grenzen), hij dient alleen om DC tegen te houden.

Wacht even, ik zie het al; er is natuurlijk geen pad in omgekeerde richting! Aangezien je alleen geïnteresseerd bent in de positieve helft van het signaal, kun je bij nader inzien die hele condensator weglaten.

De uitgang van de ingangsopamp is gebiassed op de halve voedingsspanning, zonder condensator ertussen zal het dus niet werken denk ik.

Echter zit ik wel nog met het probleem dat ik eerder aanhaalde. Na de diode lijkt het zeer hoog impedant, weerstand naar ground op dit punt en er blijft niets van spanning over. Dat begrijp ik zo goed niet.

Als ik als hobby prutser de conversatie hier volg, kan mijn achting voor mijn mede-forummers alleen maar nog meer stijgen.
Leerzaam en in begrijpelijke taal uitgelegd.
Met dank voor de vaste waarden hier. Dat mag gerust wel eens gezegd worden !

@TS: die ingangscondensator wordt opgeladen tot de piekwaarde van het ingangssignaal, en nooit meer ontladen, omdat die diode in serie staat. Je zou het punt tussen de condensator en diode met 2 weerstanden op de halve voedingsspanning kunnen hangen (of zelfs met 1 weerstand aan de ground), maar dan wordt het hele ding toch weer frequentieafhankelijk.

Zit er nu nog een opamp voor deze schakeling? Ik ging er vanuit dat het ingangssignaal symmetrisch rond de ground was, want dat is de normale situatie. Als het signaal een offset heeft van de halve voedingsspanning hoeft dat geen probleem te zijn, want dan geef je de referentiewaarde van de comparator toch dezelfde offset?

Er zit een opamp voor. De ingang van deze envelope detector hangt dus via de cap aan de uitgang van de opamp. Ik probeer het deze avond nog eens! Thx allemaal!

Er is iets vreemds. Het punt tussen C2 en D1 komt telkens op een negatieve spanning te staan.

Waar ik ook aan dacht; als inderdaad de capaciteit weggelaten wordt, en als comparator referentie dus de treshold + bias spanning wordt ingesteld, werkt dit toch niet? De diode zal ipv de positieve pieken ook de negatieve pieken doorlaten, waardoor het gemiddelde van de rimpel dus nog steeds op de bias spanning ligt, die comparator zal dan toch nooit omslaan?

FYI: Ik heb je text gelezen, verwachtende dat ik even later het schema zou kunnen vinden. Aangezien dat foetsie is, geef ik het op.

Het gaat nu om dit schema, eenvoudig begonnen.

Dat zeg ik al de hele tijd: er is door D1 een pad waardoor C2 opgeladen kan worden, maar er is geen pad voor het ontladen. Je kunt dat knopppunt op Vcc/2 hangen, zoals je ook bij de eerste condensator voor de opamp hebt gedaan.

Maar dan gaat de diode toch continue in geleiding?

Nee, als de condensator opgeladen is, en de ingangsspanning terug op het rustpunt (waar hij gemiddeld altijd zit), is de condensator zodanig opgeladen dat de linkerkant positief is en de rechterkant negatief; je zegt zelf ook dat je dat gemeten hebt, en dan is de diode dus niet in geleiding.

Het is ook gewoon logisch te beredeneren, zonder iets te weten over het ingangssignaal: een condensator kan geen DC doorlaten, maar door de diode in serie kan er geen stroom in omgekeerde richting lopen, en zonder die stroom zal dus condensator dus altijd 1 keer opladen en nooit meer ontladen (afgezien van een heel kleine interne lekstroom). Er zal dus een pad moeten worden voorzien voor de stroom in omgekeerde richting.

Oke. Heb dus de condensator weggelaten en inderdaad het punt op halve voedingsspanning gezet. Met een regelbare treshold op de niet inverterende ingang werkt dit dus goed. Bedankt!

Echter , als de LED aangestuurd word door hem naar de massa te trekken, werkt het volgens mij niet om een condensator parallel aan de LED te zetten om een wat rustigere release te hebben.

Ze werkt nu zeer pompend, maar werkt wel goed. Enkel een rustigere release zou nog gewenst zijn. Als ik een condensator plaats na de diode (naar de massa), is ze nog altijd zeer pompend, maar zit er enkel een 'time delay' op de release, en dat klinkt wat raar.

Is softclipping geen eenvoudigere oplossing?

De bedoeling is om de opto-isolator te behouden. Speciale klank!

En precies waarom zou die condensator zich er iets van aantrekken waar er geschakeld wordt?

Misschien moet je eens met LTspice of Target of een ander simulatie pakket gaan spelen, dan kun je gemakkelijk dingen proberen en zien wat er gebeurd.

Ik ben uiteindelijk op onderstaande methode geland. Het lijkt goed te werken, goed regelbaar met een hoorbaar tragere release..? De opto-isolator heeft uit zichzelf ook wel al een relatief trage release (500ms).

Enkel nog spanningsdeler voor referentie wat fine tunen. Nu kun je ze in rust nog nét onder de biasspanning afregelen, dat is niet de bedoeling.

[attachment=0]

Het is uiteindelijk dit geworden. Met de aanbevolen hysteresis feedback is de release nog wat rustiger.
Hoe ziet dit eruit volgens jullie?

[attachment=0]

Niet best, eigenlijk. Zonder die condensator in serie hebben R2 en R11 m.i. weinig nut meer. Diode D2 zit m.i. verkeerd om; op deze manier is de hysterese alsnog afhankelijk van de voedingsspanning en belasting; als die niet veranderen, kun je de diode ook helemaal weglaten. Je trekt de basis van Q2 omlaag, waarbij alleen R21 de basisstroom beperkt (op zo'n 27mA, wat niet direct schadelijk zal zijn). Het verbaast me een beetje dat de LED in de optocoupler uberhaupt nog aan gaat, maar dat doet hij nu bij de gratie van de spanningsval over de uitgangstransistor in de comparator. Je zou de emitter van Q2 beter aan de V+ kunnen zetten, met de 330 ohm weerstand tussen de collector en de LED van de optocoupler, en een weerstand van 4k7 of zo tussen de basis en de uitgang van de comparator.

EDIT Als je daadwerkelijk een comparator gebruikt, in plaats van de opamp die in je schema staat, kun je die hele transistor weglaten; die zit dan al in de comparator. Je kunt de LED dan met een weerstand in serie tussen die open-collector uitgang en de V+ zetten, met als nadeel dat de condensator groter en weerstanden kleiner moeten zijn om dezelfde vertraging te bereiken; die zouden dan direct de LED moeten voeden, in plaats van alleen een transistor van basisstroom voorzien.

[Bericht gewijzigd door SparkyGSX op (23%)]

Bedankt voor de opbouwende kritiek.

Als ik D2 andersom plaats, is er precies een vertraging op de attack, en niet meer op de release.
Ik zal je opmerkingen morgen toepassen en uittesten ! Bedankt!

Edit: Ik gebruik een opamp zoals in het schema, daar ik de andere kant ook gebruik, en dus nog een halve opamp over had.

[Bericht gewijzigd door vintagemgear op (24%)]

Die diode zou eigenlijk geen (noemenswaardige) invloed moeten hebben op de vertraging, zeker niet met een 1M weerstand in serie. Wellicht dat ik daar toch iets over het hoofd zie.

[Bericht gewijzigd door SparkyGSX op (35%)]

Vreemd. Verdorie, kom gefrusteerd van mezelf dat ik domme fouten maak. Ik probeer morgen eens simulaties te doen in spice want heb hier enkel een mac en daar vind ik niets van simulatieprogrammas voor.

Er is wel degelijk veel invloed op het aanstuur gedrag met die feedbackloop.
Ik vond trouwens nog een ander schema, die ik misschien eens zal uitproberen. Het is me nog niet helemaal duidelijk hoe dit werkt.