Stroombegrenzer

Even een FYI: Mijn labvoeding heeft geen schaal bij de instelling voor "max stroom". Te weten: Je stelt de boel in op "tussen 0.5 en 1A" en laat het daarbij, of je sluit hem kort en draait totdat je 0.6A in het display ziet. Die geldt dan voor de huidige omstandigheden en kan een dag later wel wat verlopen zijn.

Kortom, die tempco dat kan MIJ niet zo veel schelen.

Dit is ook voornamelijk een theoretische exercitie. Ik snap ook wel dat dit grenst aan het irrelevante, maar het is leuk om af en toe even stil te staan bij hoe schakelingen werken om later elementen ervan te kunnen gebruiken in "de grote mensenwereld".

... je sluit hem kort en draait totdat je 0.6A in het display ziet.

'Same here'. Maar simmen is ook leuk.

@Kruimel: Kijk nog eens naar de twee grafieken van FET: die 2 1K weerstanden werken dus écht. Q2/Q3 vormen een stroomspiegel. Dus je moet een weerstand in beide emitters opnemen van de zelfde waarde om de boel in balans te houden. De tempco van de intrinsieke re (in de tor aanwezige paracitaire emmiter weerstand) van een transistor is erg hoog (4300 ppm/C), terwijl losse weerstanden maar 100 á 200 ppm/C is. Je kan de tempco dus flink lager krijgen door een weerstand in serie met de emitter te zetten die flink groter is dan de intrinsieke re.

Ik zie ze, maar ik kan alleen tot de conclusie komen dat de versie met de 1k weerstanden resulteert in een stroom van ~2mA bij 25°C in plaats van 2A, en bovendien verloopt met ~90µA/°C, wat ongeveer 45.000ppm (!) is. Dit zijn geen veelbelovende resultaten. De paracitaire emitterweerstand is hier niet van belang, want als het transistorpaar in balans is (= stromen zijn gelijk) dan zal de tempco er ook niet toe doen. Een grote weerstand heeft bovendien tot gevolg dat de Q1 wordt open gestuurd omdat de spanning gelijk wordt aan I*R=2,4mA*1000=2,4V, wat meer is dan de U_BE bij een redelijke stroom. Bovendien wordt de versterking hier belabberd door, dus de stroombegrenzing zal hier een beetje lafjes van worden.

Met de 1K weerstanden heb je wel een grotere senseweerstand nodig. Als alternatief zou je Q2/Q3 kunnen vervangen door een matched pair zoals de BCM857.
Maar ik zou geen hoog gespannen verwachtingen koesteren wat betreft de verbetering in tempco als ik jou was. Emitter degeneratie wordt nu eenmaal niet voor niets vaak toegepast met dit soort matched pair schakelingen. Als je toch een hogere versterking wilt hebben (lagere shunt weerstand) met lage tempco zou ik voor een opamp gaan.

De truc van deze schakeling is nou juist dat Q2/Q3 niet dezelfde stroom voeren. De verhouding van hun stromen (1:10) en Rsense bepalen de stroom die aan de uitgang geleverd wordt. Dit is hetzelfde principe als bijv. een LM134.

En het is ook inherent aan deze schakeling dat de uitgangsstroom oploopt met de temperatuur (zelfs recht evenredig: er zitten naast T alleen constanten in de formule). Wat dat betreft is deze schakeling ook prima als temperatuursensor te gebruiken. De makkelijkste manier om dat effect juist op te heffen is door Rsense dezelfde tempco mee te geven (tc=0.0033 in de sim).

Vanochtend LTspice geïnstalleerd maar met originele schakeling komt ik niet verder dan 5.46V over een load van 1K. LOL lijkt wel een depletion mode fet i.p.v. enh. mode. Ik zal best wel iets fout doen. Ik ben er te lang uit en mijn hersens zijn te oud vrees ik.

Afgelopen tijd zat ik nog even te denken over dit onderwerp, en ik kon niet achterhalen waarom mijn aangepaste ontwerp niet werkte. Ik heb toen Simetrix geïnstalleerd en na een uur of zo aan experimenteren vastgesteld dat ik het niet voor elkaar kreeg om de schakeling zelf te simuleren.

Toen heb ik met de middelen die ik had een equivalente schakeling gebouwd, en die werkte zoals ik had berekend! Geen idee wat er in de simulaties mis is gegaan, maar het basisconcept lijkt te werken. Ik heb voor mijn tests de volgende schakeling gebruikt:

Ik heb hier niet heel veel P-kanaals MOSFETs, ik heb geen voeding die over de 20V komt en ik had geen zin in enorme heatsinks om de warmte af te voeren, dus ik heb de waarden in het schema een beetje getweaked om te kunnen werken met mijn middelen. Ik heb dus de schakeling "gespiegeld" om met NPNs en een N-MOSFET te werken, en de spanning en de stroom verlaagd om de dissipatie te beperken tot een paar Watt. De lagere voedingsspanning had als bijkomend voordeel dat de zener niet meer nodig was. Een ontkoppelelco bleek wel nodig, daarvoor heb ik een reguliere 100µF/50V in de schakeling gestoken.

Met deze opstelling zou je een stroom van ongeveer 0,429A verwachten (~0,95mA door de 100Ω weerstand en uiteindelijk dus ongeveer 95mV over de 0,22Ω weerstand), en in de werkelijkheid kwam ik op 0,417A met minimale invloed van de grootte van de gebruikte lastweerstand. In een eerdere versie van de schakeling (je ziet hem net links staan) had ik last van een soort ruis/drift die soms opkwam, dus ik denk dat er een ruisend component in de schakeling zat die samen met de enorme openlusversterking van de senseweerstand naar de drain van de MOSFET problemen veroorzaakte. Niet ontdekt wat de bron was helaas.

Vervolgens heb ik geprobeerd met mijn heteluchtstation om een soort gesimuleerde temperatuursweep te doen (kamertemperatuur naar 100°C), maar het is daarbij heel belangrijk dat de transistoren exact gelijk verwarmd worden, wat onmogelijk bleek: de stroom ging alle kanten op. Misschien is dat nog wel te testen met gematchte paren zoals ik die vroeger kende zoals de MAT-01, SSM2210, 2SC3381 of CA3046, maar die dingen zijn tegenwoordig nauwelijks meer te krijgen en kneiterduur (en ik heb er ook geen liggen). In SMD kan je wel handige niet-monolitische exemplaren krijgen (de BC846BDW1 bijvoorbeeld), dus misschien beun ik daarmee nog weleens een adapterbordje in elkaar voor dit doel (als ze samen in een huisje zitten zou dat al een ordegrootte beter moeten zijn). De schakeling is wel zeer afhankelijk van de voedingsspanning op de 2 12kΩ weerstanden, dus het kan wat waard zijn die apart te voeden met een kleine regelaar.

In elk geval maakt dit mogelijk om een stroombron met een extreem lage dropout te maken, tussen de drain van de MOS en de minus van de binnenkomende voeding zit op dit moment slechts 0,4Ω met potentie voor minder, dus wellicht gebruik ik deze schakeling in de toekomst nog wel. Simetrix zal voor mij echter een grotere uitdaging worden. Ze hebben prachtige voorbeeldschakelingen waar alles vlekkeloos verloopt, maar hoe je het opzet, geen idee...

Anyway, ik zit volgens mij al veel te lang te typen in een verouderd topic, maar misschien heeft iemand er nog wat aan. Als ik ooit nog eens de geest krijg om aan het testen te gaan met een dualtransistor (of dat Simetrix eens door krijg, het lijkt potentie te hebben) dan zal ik de resultaten nog wel even laten weten.