Projectje: 723 voeding gebaseerd op Radio Bulletin voeding

Ha blackdog,

Er viel mij iets op ook al heb ik het draadje niet gevolgd maar een ruis spanning van 100 µV zou ik geen lab voeding willen noemen.
Ik weet niet hoe je er zelf tegenaan kijkt ?
Maar goed eerst lezen....

Groet,
Henk.

Hi Henk,

Heb je de datasheets wel eens gelezen van de moderne "LAB" voedingen, goed gaan zitten.
De meeste hebben voorregelingen met switchers en daarna een lineaire naregeling, vaak zitten ze dan op 1a 2mV.

Wat ik gemeten heb is grotendeels de ruis uit de LM723 zelf, dat kan nog wat beter dan in deze schakeling maar je gaat toch niet beneden de 50uV komen.
De voedingen waar op dit forum en andere gesproken wordt, heeft weinig te maken met b.v. het project dat van mij loopt op die forum, waarbij ik het max op een paar uV probeer te krijgen.

Dus, ja kan b.v. 100uV als "veel" zien, maar natuurlijk wel de toepassing in de gaten houden.
De gene die Korad, Siglent, Rigol voedingen kopen(de lineaire typen) kijken denk ik bijna nooit naar het ruisgedrag van hun voeding.
Dat jij en ik en nog een paar anderen, andere eisen stellen aan een LAB voeding, geld het niet voor de grote groep gebruikers.

Groet,
Bram

Op 24 november 2023 14:24:48 schreef blackdog:
Soortgelijke techniek kan je ook vinden in de application notes van spanning referenties.
De uitgang wordt dan geholpen door één of twee transistoren en dan kan je zo aan een Reverentie komen, die b.v. 2-Ampere kan leveren!
De referentie uitgang blijft hiermee gewoon binnen zijn goede gebied werken, variatie van de stroom die geintjecteerd wordt op die node,
wordt gewoon door de loopgain van de spannings referentie weggeregeld, niets is perfect en ook de mogelijkheid van de loop die de referentie spanning constand houd, is niet oneindig.

Dat is actieve stroombron regeling (zie afbeelding) die pas in actie komt wanneer de stroomafname uit de regulator boven een bepaalde drempel uitkomt en niet te vergelijken met een weerstandje tussen 12V en de Vref pin waarmee de Vref pin constant een spanningsbron ziet met een laag ohmige Ri van slechts 500 ohm.

Hoi Bram,

De Referentie uitgang wordt geholpen door de Pull Up weerstand waarvan ik eerder vandaag heb aangegeven dat het beter is om hem wat hoger in waarde te kiezen.
Je helpt hiermee de Referentie uitgang, deze hoeft hiermee minder stroom te leveren en hiemee hou je de dissipatie in het IC lager.
Dus je temperatuur stabiliteit vooral vanaf het aanzetpunt wordt daar beter door.

Ik heb dat inderdaad teruggevonden in jouw eerdere stukje en de uitleg van Kruimel afgelopen woensdag.

Deze techniek met een hulpstroom moet natuurlijk wel in verhouding blijven, in deze schakeling is de stroom uit de de 7V node rond de 9mA.
Met de 1K weerstand en de 12V uit de zener wordt er ongeveer 5mA door de 1K weerstand geleverd. dat is 60mW minder dissipatie in de LM723.
En ja ik weet dat het IC veel meer mag/kan dissiperen, maar hoe koeler, hoe lager de wat langere termijn drift, hoeveel je dit belangrijk vind, hangt van je toepassing/keuzes af.

Ik zou me zorgen maken als de belasting (en dus het te dissiperen vermogen cq warmte) zou fluctueren.
Maar het zijn verbeteringen achter de komma, als het al wat oplevert.

Volgens de meting, zie het "boot plaatje" gaat er niets verkeerd, alles komt uit de zelfde uiteindelijke 12V Zener spanning.

Daar was ik ook niet bang voor

Deze opzet met het voeden van de LM723 vanuit een stroombron gestuurde Zener schakeling, heeft verder nog als voordeel dat hij vrijwel ongevoelig is voor variaties op de buffer elco door belasting variaties/Rimpel en Netspanning variaties.
Dus laten we ook de voordelen goed in het oog houden van deze schakeling opset.

Dat geloof ik meteen, maar die stroombron zit er toch wel, met of zonder R16... En over het nut van die laatste ging het.

Groet, Rob

Hi,

Ik zie geen bezwaar tegen de Pull Up weerstand als deze goed berekend wordt.
De referentie uitgang ziet het verschil niet, of laat ik het zo zeggen of hij nu 4 of 8mA moet leveren.
Zonder weerstand ongeveer 9mA die de Referentie uitgang levert, met de weerstand levert de referentie uitgang zelf rond de 4mA.
Hierdoor hoeft de loop van de referentie uitgang minder zijn best te doen, om de spanning stabiel te houden.
Zou de Pull Up weerstand uit een ruwe en/of varierende spanningsbron komen, dan zou ik nee zeggen, maar dat is hier niet zo.

Er op blijven hameren dat die uitgang daar niet voor bedoeld is heeft weinig zin, die uitgang weet het gewoon niet, dit als het goed is ingesteld met b.v. de 1K weerstand in dit schema.
De referentie uitgang hoeft op deze manier minder stroom te leveren, dissipeerd daardoor minder en is daardoor ook meestal stabieler.

Bij het ontwerpen kijk ik altijd wat er mogelijk is, hoe kan ik het kneden zodat er zo veel mogelijk performance uit komt, met zo weinig mogelijk onderdelen.
Bij sommige ontwerpen kan mij het aantal onderdelen niet schelen, ik wil "X" bereiken en als daar dan twee weerstanden van nodig zijn die bij elkaar 90€ kosten dan komen die er gewoon in.
Het is aan de ontwerper om de afwegingen te maken die hij of zij nodig vind, en als er een techniek gebruikt wordt die je vaak niet ziet betekend dat nog niet dat het daarom verkeerd is.

Wat hier is toegepast is, zijn de Wetten van Kirchhoff met als uitgangs punt dat de LM723 voldoende stroom levert vor ee ngoede werking en dat product spreiding er weinig toe doet.
De zelfde schakeling willen toepassen als je 85mA Referentie stroom nodig hebt, dat lijkt mij niet wijs, dan is het denk ik beter om een aparte referentie schakeling te bouwen, wat kan met een LM723.

Met nog als toevoeging, in de schakeling van Kruimel is de stoomvariatie van de referentie stroom heel klein, dus wat mij betreft geen punt.

Groet,
Bram

@Blackdog,
Geweldig dat je een opstelling gemaakt hebt om te testen wat het effect van R16 op de 723 heeft.
Je hebt ook een mooi en goed gedocumenteerd rapport geschreven.
.
Ik heb een klein (off-topic) dingetje gevonden.
Het betreft de besparing van de warmteontwikkeling in het IC.

Met de 1K weerstand en de 12V uit de zener wordt er ongeveer 5mA door de 1K weerstand geleverd. dat is 60mW minder dissipatie in de LM723.

Dat kan ik niet helemaal plaatsen.
Als ik naar je test-schema kijk, dan zie ik dat door de weerstand van 680Ω een stroom loopt van 8,2mA in groen geschreven. Ik ga uit dat dat een echt gemeten waarde is. Dan kom ik uit op een warmteontwikkeling in die weerstand van I²R = (8,2)².680mW = 45,7mW. Die warmte hoeft niet meer in de LM723 verstookt te worden, dus die 45mW is de besparing op de warmteontwikkeling.
Verhoog je de weerstand naar 1k, dan loopt er door die weerstand 5mA (12V voedingsspanning - 7V referentiespanning). De warmteontwikkeling is dan 25mW.
.

De gene die Korad, Siglent, Rigol voedingen kopen(de lineaire typen) kijken denk ik bijna nooit naar het ruisgedrag van hun voeding.

Ik sowieso niet. Als de nood aan de man is, dan gebruik ik gewoon mijn labvoeding om mijn autoaccu op te laden.

Ha blackdog,

Ik ga eerst het draadje lezen maar het ging er mij om dat...... als er op een regelbare voeding twee ledjes en,
een display zit het ineens een lab voeding is

Ik heb zeg maar inmiddels twee jaar geleden een voeding ontworpen voor het testen van de VCO 500 MHz voor de CO ontvanger.
Dit is een voorregeling bijna zelfde type als @rob040 gebruikt voor zijn rubidium klok een schakel voeding van Mean Well.
Met als referentie een LTZ1000 en een 24 bit ADC / DAC voor de laagfrequent regeling 1/f ruis filter 0,001 Hz dit,
kan alleen digitaal i.v.m. de settling time 7 µs....
Mijn ruis is net iets slechter dan de Benchmark die we aanhouden deze is van keysight de beste op de wereld op dit moment !
En ligt op 12 µV 18V 2 A die van keysight ligt op 2 µV maar ik ben op 4 andere punten beter dan de concurrent.
Nu weet ik ook wel dat dit misschien niet de doelstelling is van @TS....

Groet,
Henk.

Met een potmeter van 10k is de stroom die Vref moet leveren (zonder pull up naar 12V) nog maar 0,7mA...
En dat is veel lager dan de 4mA die Vref moet leveren met een 1k potmeter en een 1k pull up naar 12V, de pull up is totaal overbodig.

Hi

ohm pi
Misschien heb ik een vergissing gemaakt, kijk later even naar mijn berekening, misschien dus een brain fart.

Bobosje
Het is aan Kruimel welke afweging hij wil doen.
Misschien wil hij de 1K potmeter instelling goed lineair hebben, dus zo weinig mogelijk belasting van de loper.
Natuurlijk weet ik allang dat je de 1K potmeter naar 5k of 10K kan brengen, maar daar zitten weer andere negatieve eigenschappen aan.
Zoals de niet lineairiteit en variatie van de brug gelijkheid betreffende de bias stromen.
Allemaal afwegingen waarbij ik niet ga bepalen wat Kruimel wil doen met zijn ontwerp.

Dus als hij kiest voor een 1K potmeter voor de spanning instellingen en een deel van de Referentie stroom wil compenseren,
mijn zegen heeft hij en ik vind het niet fout, zoals ik al eerder beargumenteerd heb.

Groet,
Bram

Op 24 november 2023 13:36:39 schreef rob040:
Ha Bram,

Dank weer voor de aanvullende meting, altijd interessant.
Ik heb naar aanleiding van deze meting even snel proberen te achterhalen wat nou de reden van het toevoegen van R16 was, maar dat wordt even meer tijd uittrekken om dat terug te vinden. Want dat zou mij helpen in de afweging of het wel of geen zin heeft.

Misschien was ik daarin niet helemaal duidelijk, ik heb er alleen ergens aan het begin iets over gezegd:

Op 6 november 2023 21:09:07 schreef Kruimel:
[...]Bovendien zou de chip bij 28V ingangsspanning (de piekspanning die van mijn trafo komt) en die 8mA moet leveren en een thermische weerstand van 86°C/W heeft door deze dissipatie alleen al 14°C opwarmen. Mijn bedoeling was alles dat warmte geeft verderop te zetten, of in elk geval niet direct op de chip laten gebeuren. Dat is de reden dat de LM317 en de BD137 ook niet op hetzelfde bordje zitten, ook al is dat relatief makkelijk te doen.

Op 24 november 2023 13:36:39 schreef rob040:
Ik hik, net als Bobosje, aan tegen het feit dat je een referentieuitgang gaat manipuleren, maar dat was denk ik al wel duidelijk.
Kom er mogelijk nog op terug als ik dat doel helder heb.

[...]
Dat staat als een paal boven water, de discussie is denk ik ontstaan uit nieuwsgierigheid waarom en heeft het geen nadelige gevolgen.
Best interessant, toch?

Jazeker, nadenken over wat kan en welke gevolgen het heeft kan best interessante resultaten geven. Daarom ook hartelijk dank aan Blackdog om een schakelingetje op te bouwen en een paar metingen te doen, we weten denk ik allemaal dat daar veel meer tijd in zit dan het kost om alleen de resulterende post te lezen. Ik ben niet uitgerust om dit soort resultaten te kunnen geven, ik had alleen met de multimeter uitgezocht of het werkte en ben op dat moment gestopt er over na te denken. Ook heb ik (per ongeluk) ontdekt dat mijn 723 ook 20mA op de referentie-uitgang levert, en dat de spanning dan omhoog gaat, vermoedelijk door de warmte die het geeft.

Ik wil Bobosje wel gelijk geven in het feit dat de gekozen waarde voor R16 alleen werkt als de referentiespanning en potmeter binnen een redelijke marge van de nominale waarden zitten. Als je echt rekening wil/moet houden met het volledige bereik aan toleranties van componenten zijn mijn waarden te zeer op het scherpst van de snede gekozen. Bij mij is dat geen probleem omdat mijn componenten redelijk dicht bij nominaal zitten, dus ik heb de schakeling gepubliceerd zoals ik heb hier had om niet een "schakeling op mijn bureau" en een "hypothetische productieschakeling" te hoeven tekenen. Als je een koolpotmeter gebruikt is een afwijking van meer dan 10% helemaal niet zo gek, en de 723 zelf heeft ook ongeveer 5% tolerantie.

Was het nodig om de referentie-uitgang op deze manier aan te sluiten? Nee, dat was het niet, maar ik vond het een fatsoenlijke uitwerking van een doel dat ik wel helder voor ogen had toen ik het bordje maakte: warmte bij de chip vandaan halen. Warmte op hetzelfde printje is veel minder erg voor de stabiliteit dan warmte op de 'die' van de chip zelf genereren. Als ik dan de componenten waar die warmte wel terecht komt dan ook nog eens thermisch kan isoleren door ze op een ander PCB te zetten is dat natuurlijk ideaal. De hele moeite van het maken van een apart bordje waar alleen componenten op zitten die nauwelijks warm worden hing hier mee samen, dus dat volledig uitmelken is op zo een moment niet raar meer. Anders had ik de chip en de stroomspiegels ook wel op het grote bord, waar ruimte zat is, erbij kunnen zetten. Dit heb ik misschien niet voldoende gearticuleerd toen Bobosje dat eerst noemde, maar deze keuze was bewust, en ik wil (en zal) er eigenlijk niet echt op terug komen, zelfs al zou dit een vermeende 'bad practice' zijn. De manier waarop de spanning op de referentiepin opkomen zijn wat mij betreft best goed te voorspellen op basis van het schema in de datasheet.

Ik voel me nu wel verantwoordelijk om even te verklaren waarom mijn doelen en methoden wat ongeorganiseerd zijn geraakt: deze opbouw zat al in mijn hoofd toen ik de eerdergenoemde 24V (maar uiteindelijk 0-30V) voeding met (maar uiteindelijk zonder) foldback een soort van af had (we hebben het hier over maart 2021). Die voeding heb ik stabiel gemaakt zonder uitgangselco, maar ten koste van relatief grote spanningspieken bij lastwisselingen en zonder volledig te begrijpen hoe de stabiliteit van de schakeling gewaarborgd werd. Naderhand ben ik aan de slag gegaan met een klein printje en wat van de theorie, en dat is op een bepaald moment opzij gelegd wegens omstandigheden. Ik heb intussen in drie huizen gewoond en bij twee werkgevers gewerkt, dus dan vergeet je details makkelijk. Nu ik weer met deze onderdelen bezig men herinner ik me ook gaandeweg een aantal van de keuzes die ik heb gemaakt, maar het was ook niet bepaald gisteren dat ik de layout maakte. Net heb ik even in mijn ordergeschiedenis van JLCPCB gekeken, dit bordje is geleverd op 24 april 2021:

Dat leidt ertoe dat het lijkt alsof ik het printje in de loop van dit topic heb bedacht, gelayout en bestukt heb, maar het printje lag al jaren bijna volledig bestukt in een doos en voor ik er aan toe kwam het te noemen was er al meer dan een pagina aan replies. De ontwerpkeuzes waren intussen al een goed eind onderweg naar mijn lange-termijnsgeheugen. De grote print met de transistoren en het koelblok had ik pas veel later af en heb ik veel minder zorgvuldig ontworpen, maar heeft veel meer ruimte voor aanpassingen en minder componenten. Initieel wilde ik dit kleine printje gewoon op een breadboard drukken, maar dan zit je weer met koellichamen en vermogenscomponenten en ik heb dat uiteindelijk niet gedaan.

Met een pull up naar 12V ziet de Vref uitgang continu en voortdurend een spanningsbron met een Ri van ca. 500 ohm en, zoals eerder vermeld, wordt de Vref uitgang bij elke power-up van de 723 door deze spanningsbron mee omhoog getilt terwijl de interne dynamische uitgangsimpedantie van de Vref uitgang nog niet gestabiliseerd is (de uitgangsimpedantie van de Vref uitgang is immers geen simpele weerstand) en we hebben gezien dat er verschillende die's van de 723 in omloop zijn en elke die zal met een pull up aan de Vref uitgang intern weer anders reageren tijdens power-up.
Of een pull up tussen de 12V en de Vref uitgang over meerdere en de verschillende die's geen kwaad doet aan het interne circuit op de lange termijn dat zal de praktijk dan maar uitwijzen.

Algemeen geldt dat een pull up tussen een Vref uitgang naar een hogere spanning not-done en bad-practice is tenzij een datasheet dat expliciet specificeerd dat een pull up is toegestaan.

Wat vind je eigenlijk van het Radio Bulletin ontwerp zelf, waar dit niet gebeurt?

In dat ontwerp wordt de Vref uitgang op een goede manier gebruikt.

Begrijp me niet verkeerd, ik waardeer je werk zeer en ik volg het met belangstelling. Wat je met mijn input doet is aan jou en ik respecteer je verdere keuze m.b.t. het Vref pull up verhaal.
Ik laat het Vref pull up verhaal hierbij verder rusten (heeft mij ook al te veel tijd gekost).

De reden dat ik het vraag is omdat ik reeds had gekozen of ik de schakeling zou aanpassen, en dat was niet zo, mede ook omdat de schakeling al bestaat en ik de potmeters al heb. Dan kan ik je gelijk geven, een nieuwe print ontwikkelen en daar op wachten, terwijl het geen probleem dat ik heb kunnen vinden oplost.

Daarentegen zijn er zeker wel smerigheden in het originele ontwerp die ik niet zou reproduceren, zoals de weerstand op pin 11 en pin 3 die onder het massapotentiaal van de chip werkt. Je lijkt een oog te hebben voor dit soort slordigheden, dus ik sta zeker open voor het ontdekken van andere slordigheden die ik nog niet ken, want dat van die ref pin heb ik nu echt wel gelezen.

Zoals wel vaker heb ik teveel tegelijk proberen te testen, zodoende heb ik even tijd moeten nemen en heb ik een versimpeld ontwerp gemaakt:

Hierin heb ik het dochterprintje dat ik eerder had ontworpen even helemaal weggelaten en heb ik de schakeling met TH componenten gebouwd. Ook heb ik een kleinere transformator met een lagere spanning gepakt en de LM317 helemaal weggelaten. Ik ben een soort van "back to basics" gegaan en heb dat op een gaatjesprint gebouwd:

De wat simpeler schakeling en de grotere TH componenten maken het makkelijker pinnen te testen en sneller om er aan te solderen. Aan dat SMD printje had ik nogal werk als ik in die schakeling iets wilde aanpassen of testen. Ik heb een eerdere synchrone gelijkrichter met een ladingspompje voor een negatieve hulpspanning hergebruikt. Die staat als een gewone brugcel in het schema, en gedraagt zit ook alszodanig.

De stroomspiegel heb ik gepakt van mijn prutswerkje in het 24V voeding topic, maar net als daar heb ik ook een discrete stroomspiegel opgebouwd met losse transistoren die in hetzelfde voetje gestoken kunnen worden:

Het lijkt er op dat dit nagenoeg net zo goed functioneert als de geïntegreerde stroomspiegel, en ik heb er nog geen problemen mee in verband kunnen brengen. Het lijkt er op dat het gewoon inpakken van beide transistoren in dezelfde krimpkous goed is om het grootste deel van de warmte-gerelateerde problemen op te lossen, dus deze constructie zal gewoon ingepakt worden en zo in de schakeling worden geprikt. Als 'sanity check' heb ik de geïntegreerde nog liggen om het mee te vergelijken en doordat ik ze dezelfde pinout heb gegeven kan ik ze gewoon uit de pinheader op mijn bord trekken en verwisselen.

Goed nieuws! Het lijkt vrij aardig te werken. Niet meteen de eerste keer natuurlijk, ik heb het één en ander moeten wijzigen voor het stabiel draaide in de eerste simpele tests (spanning instellen zonder belasting en stroom instellen met een kortgesloten uitgang). Daarentegen werkt het zonder enige capaciteit aan de uitgang en zijn de spanning en de stroom stabiel. De stroom is niet perfect stabiel en varieert met iets van 2% rond het instelpunt, maar in deze opstelling heb ik een erg ambitieuze 66mV shuntspanning gekozen en ik vind dit voor een stroombegrenzing best nog wel te doen.

Een belangrijk probleem dat ik eerder niet had ontdekt is dat pin 3 van het IC, de emitter van de interne stroombegrenzingstransistor, niet aan de massa van het IC moet maar aan de "verre" kant van de shuntweerstand. Dat was in de 24V voeding niet zo doordat het regelcircuit volledig in de positieve voedingsrail zat en de spanning over de shunt dan omgekeerd is. Dat was best een problematische fout omdat een verandering van de stroom twee tegengestelde signalen genereert in de feedback en zo een systeem daardoor nauwelijks stabiel te krijgen is.

Het is wel een kleine concessie tegenover mijn eigen plannen om te verhinderen dat die pin een spanning te zien krijgt die onder de voedingsspanning van de chip zit. In dit geval gaat het om maar 66mV, wat aanzienlijk minder is dan wat nodig is om een transistor open te sturen, dus ik vind dit een verbetering op de originele schakeling. Ik hoop dat dit geen problemen zal geven, maar tot nu toe zijn er geen 723's overleden in het testproces dus ik ben optimistisch.

In elk geval wil ik nog gaan testen wat de dynamische eigenschappen zijn en hoe de schakeling reageert op het in verzadiging gaan. De spanningsregeling lijkt vrij aardig te zijn wat ik ervan verwachtte, maar omdat C5 de uitgangstrap een integrator maakt met een spanningsniveau als geregelde grootheid is het een stuk lastiger om de stroom stabiel te regelen. Ik ben bang dat ik daarvoor toch een zekere capaciteit nodig ga hebben waarvan ik hoop dat die niet onpraktisch groot wordt of (te) moeilijk om te beredeneren of te berekenen.

Maak van R23 een stroombronnetje.
Dan trek je bij elke uitgangsspanning evenveel stroom. Bij lage uitgangsspanningen toch een zinnige voorbelasting, bij hoge uitgangsspanningen geen onnodig hoge dissipatie.

Origineel had ik dat ook, en dan ook nog gerefereerd aan massa in plaats van een negatieve hulp spanning, maar dat gaf me problemen met het uitsluiten van variabelen als ik wilde achterhalen waar instabiliteit vandaan kwam. Beide dit en mijn simpelheidsvereiste hebben me doen kiezen voor een weerstand en een ladingspompje. Als dit systeem in deze vorm werkt kan ik er natuurlijk weer franje aan toevoegen. Het gaat nu om ~32V over 1kΩ, wat een dissipatie geeft van grofweg 1W, wat best te behappen is, zelfs als ik de stroom later nog iets wil vergroten. In die 24V voeding was die stroombron 100mA, en daar brandde ik me geregeld aan het koelblokje.

In elk geval heb je zeker gelijk dat er hier ruimte is voor verbetering. Wat ik waarschijnlijk eerst ga doen is het vergroten van de shuntweerstand, want ik heb het idee dat ik in die feedback problemen heb met een te grote gevoeligheid voor ruis. Ik krijg nu af en toe variatie in de stroom als ik de potmeter of het koelblokje (dat volledig geïsoleerd is) aanraak. Misschien oscilleert er iets op een frequentie die ik niet kan zien? De transistoren zijn vrij snel en kunnen als je niet oplet zomaar in de MHz oscilleren.

Hi Kruimel,

Ik heb ook nog wat opmerkingen over deze schakeling.
C5 is een NoNo, je probeert hiermee de extra versterking die je in de loop brengt door Q2 te compenseren.
Daar zijn andere manieren voor, zoals de compensatie aansluiting van de 723 die je al gebruikt.

Om de power sectie (Q3en Q4) stabiel te houden, plaats je een kleine weerstand in de emitter van Q3, denk dan aan 10Ω.
Geef de BD137 direct aan de basis een weerstand van zeg 47Ω
Hou de draadlengte van Q3, Q4 en Q5 zo kort mogelijk, dit i.v.m. de relatief hoge fT van de gebruikte transistoren.

Geef je referentie uitgang van de 723 een 10µF ontkoppel condensator.
Plaats over R11 10nF om je fase marge te verbeteren.
Om constant wat stroom te sinken, gebruik daarvoor b.v. een LM317 als stroombron van 20 a 30mA i.p.v. R23.

De door jouw gebruikte stroom sense weerstand is wel erg klein, dan gaan allerlei andere zaken ook meespelen zoals:
bedrading weerstanden, de inductie t.o.v. de reeele weerstand enz.

Gebruik voor over de uitgang niet een 1N4007 maar een dual schottkey, kan je veel stroom hebben en een lage drempel en ook nog eens goedkoop.

Verder zie ik dat aan de uitgang max 16V kan staan bij 1,3Ampere... dit bij een 12V AC trafo?

Groet,
Bram

Ha blackdog, houd er rekening mee dat dit een prototype is waar versimpeling het korte termijns doel was. Daarom zit er alleen een 1N4007 aan de uitgang, want als ik die opblaas met testen is er toch wel wat meer aan de hand dan alleen een foutje in de schakeling. Op de korte termijn kunnen die 1N4007 diodes best een hoop aan.

Hetzelfde geldt voor weerstand R23. Die is daar omdat ik zeker op hogere frequenties zeker wilde zijn dat het karakter van de ruststroom resistief of misschien licht inductief zou zijn. Als ik nu aan de slag ga met metingen in de 100kHz regio en ik zie wat raars kan ik niet onderscheiden of het door de regelaar komt of door een vertraagde reactie van een actieve stroombron. De originele actieve stroombron die ik in het ontwerp van deze en de 24V voeding had heb ik nooit volledig gekarakteriseerd, en dat wil ik voor nu als variabele uitsluiten. Zo een weerstand eet wat vermogen en de ruststroom varieert met de uitgangsspanning, maar geen van deze effecten is een probleem voor de testopstelling. Toen ik bezig was met die 24V voeding kreeg ik af en toe extra piekjes en of stapjes in de responsie die ik niet kon verklaren:

Het zijn dit soort effecten waarvan ik denk dat de actieve stroombron er iets mee te maken had, maar dat heb ik toen niet meer gecontroleerd.

De referentiespanning heb ik ook niet ontkoppeld, dat doe ik misschien nog wel. Dat is erg makkelijk om te doen en introduceert niet echt onzekerheid in de werking van de schakeling. Ik meen me te herinneren dat je eens noemde dat het de ruis beperkte, klopt dat? De datasheet toont deze ontkoppeling helaas nergens, heb je enige idee wat een zinvolle manier van ontkoppelen zou zijn? Je noemt 10µF, maar geen type. Sommige soorten regelaars kunnen niet zo goed tegen capacitieve belastingen of hebben een capaciteit nodig met een zekere minimale ESR, vandaar dat ik het vraag.

Verder zie ik dat aan de uitgang max 16V kan staan bij 1,3Ampere... dit bij een 12V AC trafo?

Scherp opgemerkt, en inderdaad kan ik met deze trafo niet tegelijk 16V en 1,3A halen. De getallen geven alleen aan wat het instelbereik is van de regelaar, en los van elkaar gaat het beide net. Ik gebruik hier een synchrone gelijkrichter met een LT4320 en IRF2807 MOSFETs (75V/13mΩ), dus er is weinig spanningsval in de brugcel. Pas als er stroom wordt getrokken zal de rimpel dalen tot onder de 16V. Er is 470+2700µF aan buffercapaciteit, dus er zal geen enorme rimpel zijn, maar wel een volt of 3 a 4 op 1,3A. (die 470µF heb ik niet op het schema staan zie ik nu). Ik wilde weten hoe de regelaar zou reageren op het herstellen uit het verzadiging van de spanningsregeling. In theorie is deze regelaar 'low dropout', maar ik weet niet precies wat de 'dropout' is als het ding belast wordt. Dat is relevant als er voor de regelaar een relais om wikkelingen te schakelen of voorregeling komt voor deze gevallen wil ik weten hoe deze regelaar zich zal gedragen. Daarvoor moet ik het regelbereik in elk geval groot genoeg hebben om hem te kunnen laten verzadigen. Deze test heb ik nog niet gedaan.

Deze transformator is op het moment alleen voor de testdoeleinden, nu krijgt de 723 geen al te hoge voedingsspanning en hoef ik niet te werken met enorme koelblokken om warmte af te voeren. Bovendien heeft zo een kleine transformator een lage kortsluitstroom zodat een klein foutje niet meteen de hele schakeling om zeep helpt.

Je had nog een aantal andere punten waar ik nog op terug kom in een toekomstige post. Intussen heb ik het ontwerp aangepast om een aantal problemen aan te proberen te pakken, dus bij dezen allereerst het nieuwe schema dat ik vanaf nu als referentiepunt zal gebruiken:

Hi Kruimel,

R23 vervangen door een LM317 gaat je geen HF ruis opleveren, bij mij nog nooit gebeurd, maar er zijn altijd uitzonderingen mogelijk.
Hou er rekening mee als je de trafo een hogere spanning geeft, dat de LM317 niet te veel spanning krijgt.
Een optie is dan een LM317HV of toch ook nog een serie weerstand die er voor zorgt dan de LM317 niet te veel spanning krijgt.

Met een vaste weerstand is je stroom die je uit de uitgang trekt niet constant,
ik hou er van het netjes te doen, maar het is aan jou.

De LM723 referentie is niet zoiets als een moderne spanning referentie, hier kan je gewoon die 10µF over aansluiting.
Dat helpt ook bij de variatie van de belasting van de referentie, dit als de stroom begrenzing in werking treed.

Een tip
Test de spanning regeling met de stroombegrenzing los gekoppeld.
Gebruik een LAB voeding die je b.v. op 0,5-Ampere instelt, dan gaat het bij experimenteren bijna nooit iets stuk.
Doe je dynamische testen en dan bedoel ik redelijk snelle belasting variaties, als je een functie generator gebruikt,
beperk de flanken van je puls signaal tot langer dan 1µS, anders zit je alleen maar te kijken naar overshoot van allerlij bedrading door inductie.
Veel meettechniek is te vinden in mijn LAB voeding topic, even snel, sluit je scoop aan op het punt waar ook je sensdraden gemonteerd zijn met een stukje RG58 coax.
Een Scoopprobe is een verre van optimale manier om het pulsgedrag te meten.
Als je spanningsloop onberispelijk is, dan pas ga je de stroomloop testen.

Tweede tip
Het proberen een LAB voeding te maken zonder uitgang elco die goed bruikbaar is, is niet zo makkelijk vooral niet met Q2 in jouw schema die extra versterking levert.
Dit dan ook nog samen met C5 van 10nF die de powesectie trage maakt.
Het volgende werkt meestal goed, maak een zo snel mogelijk powersectie dat geeft zo min mogelijke vertraging van de uitgang van de LM723 dus betere fase marge.
Dan begrijp jullie ook waarom C5 van 10nF geen goed plan is.
Het is natuurlijk de bedoeling dat de stroomversterker met Q3 en Q4 zelf al zo stabiel mogelijk is,
vandaar mijn opmerkingen over de extra weerstanden om Q3 en Q4 onberispelijk stabiel te houden(natuurlijk met korte bedrading).

Q2 direct aan de basis een 100 Ohm weerstand samen met zijn emittor weerstand zorgt er voor dat deze vrij breedbandige transistor niet genereerd.
Q2 kan er toch voor zorgen dat de spanning loop niet stabiel is.
Als eerste dus een uitgang elco gebruiken en dan de loopgain verlagen, dat zit al in het schema, C4 en R14 aanpassen voor stabiel gedrag.
Soms helpt het een kleine capacitiet rond de powersectie te gebruiken waar nodig, maar dan b.v. nooit meer dan zeg 470pF.

Uitgang elco
Ik hou ongeveer 50µF aan voor iedere Ampère stroom en bij een goed opgebouwde schakeling is het dan zeer stabiel.
Heb je een regelloop met een opamp die i.p.v. 60 graden faseruimte 80 tot 90 graden heeft, dan is 22µF ook heel goed mogelijk
bij niet al te grote inductieve belastingen.

Grapje
Geen enkele LAB voeding is voor alle soorten belastingen geschikt, ook al vinden bijna alle gebruikers dat dit wel zo moet zijn en
het mag dan ook nog niets kosten met volledig computer besturing 0-tot 50 V en zeker 10-Ampere, oja bij een ledje over de uitgang zonder serie weerstand, mag deze niet stuk gaan...

Voedingen zonder uitgang elco
Ik heb het al eens aangehaald, kijk eens bij de SMU units van HP, KeithLey, TTI enz. daar wordt bijna geen capaciteit over de uitgang gebruikt.
Lijkt allemaal geweldig tot je door zoekt en je ziet hoe gevoelig deze apparaten zijn voor capacitieve belastingen en er weinig over blijft van de snelheid.
Het is bij die voedingen erg goed opletten wat je gaat aansturen, ze zijn niet bedoeld voor normale LAB voeding toepassingen, meer voor het karakteriseren van b.v. componenten.

Weer terug naar waar het mij om ging, 50µF bij een snelle loop en 1-Ampere moet goed te doen zijn voor een heel groot toepassing gebied.
Een LAB voeding zonder uitgang elco is bijna nooit nodig, ik red me hier met voedingen van Rogol, GW-Instek en HP met 330 tot 680µF over de uitgang klemmen.
Door een goed ingestelde stroombeperking en meestal langzaam opdraaien van de spanning, blaas ik bijna nooit iets op, bij de eerste testen van een d.u.t.
Ik weet het, velen hebben een ander gedrag, hoe een LAB voeding te gebruiken, ik vind het best.

Dan nog even dit, R8 van de Power transistor zou ik naar ongeveer 100Ω brengen, anders heb je twee verschillende snelheden van je Power sectie.
De driver werkt nu alleen tot zo'n 40 a 50mA, daar gaat wat stroom vanaf voor je stroombron, mijn voorkeur gaat uit naar dat de Power transistor altijd al een beetje werkt.

Groet,
Bram

Mijn filosofie met deze voeding
Als ik het gesprek zo nalees denk ik dat we een beetje langs elkaar heen hebben gepraat. Ik probeer de spanning stabiel te krijgen met dominante poolcompensatie, zoals in de meeste lineaire schakelingen wordt gedaan. De dominante pool wordt hier echter niet door de compensatiecondensator C4 gevormd, maar door C5. Dat kan je "NoNo" of "niet netjes" vinden, maar volgens mij is dat een misvatting omdat dit in een voeding waar de dominante pool elders zit (aan de compensatiepin van je regelaar bijvoorbeeld) inderdaad een probleem zou zijn. Hier is de filosofie gewoon vanaf het begin anders geweest. Een reeks van de wetmatigheden die je noemt zijn hier dus niet van toepassing. Je zult even moeten "omdenken" om deze strategie te kunnen waarderen en ik zal proberen de strategie anders te verklaren.

Aan de verplaatsing van de dominante pool heb ik ook het één en ander aan berekeningen gewijd om te bepalen welke waarden logisch zijn. De schakeling is ontworpen om de parasitaire capaciteiten die gewoonlijk de bandbreedtelimiet van een voeding bepalen te verdrinken in bekende capaciteiten extern aan die componenten, en de aansturing en ruststroom gewoon te verzwaren om de nu verloren snelheid weer terug te krijgen. Daarom zitten er ook meer versterkingstrappen in dan gewoonlijk voor een voeding van deze grootte, die elk wel minder hoeven te versterken.

De condensator die wel aan de compensatiepin zit is veel te groot om praktisch te zijn als luscompensatie. Hier is C4 om de rustspanning op pin 10 te stabiliseren en heeft een lange reactietijd. R14 bepaalt de spanningsversterking van de 723 waarmee ik een "handmatige" beperking van de maximale aansturing van de eindtrap heb ingesteld. Met 12kΩ beperk ik de maximale spanningsstap op pin 10 tot ongeveer ±2V, wat neer komt op een stap van ~4mA door Q2 en daarmee zou de uitgangsspanning nooit sneller dan 0,4V/µs mogen veranderen. Het idee is dus de snelheid van de eindtrap te beheersen, niet per definitie die direct te maximaliseren. Als ik het systeem nu stabiel krijg met deze snelheden kan ik C5 verkleinen of de versterking in de aansturing vergroten en zien of de snelheid evenredig stijgt en zo itereren naar een systeem dat beide snel en voorspelbaar is.

Uitgangselco en stabiliteit
De "50µF per A" uitgangscondensator vuistregel vind ik handig en frustrerend tegelijk, want ergens achterin mijn hoofd zit een vervelend klein kindje, en die vraagt keer op keer: "waarom?" Daar heb ik namelijk helemaal geen goed antwoord op. Het is namelijk een empirisch gegeven dat het werkt, maar tot nu toe is het me niet gelukt om te ontdekken waarom we toch telkens bij deze waarde uitkomen. In mijn hoofd moet het kunnen werken zonder elco aan de uitgang, net als een LM317 werkt zonder elco aan de uitgang, en als het dat niet doet moet er toch een redelijke waarde te geven zijn aan een zeker parasitair effect waarmee je zou moeten kunnen uitrekenen welke waarde toepasselijk zou zijn?

Dat laatste heb ik geprobeerd, en ik denk dat ik snap wat het onderliggende probleem is. De meeste voedingen zijn gebouwd met emittervolgers. In theorie zijn BJT's spanningsgestuurde stroombronnen, waardoor je dus problemen krijgt met de regeling als je geen belasting hebt in de vorm van een weerstand of capaciteit. Sluit je immers een inductor of helemaal niets aan op een stroombron dan is de snelheid waarmee de spanning verandert volledig overgeleverd aan parasitaire effecten. In theorie wordt de versterking van de eindtrap er onbegrensd groot van. We sluiten dus maar allemaal een 50µF/A elco op de uitgang aan, vaak met een filmcondensator parallel, want het is eigenlijk wel lekker makkelijk en het werkt eigenlijk altijd wel. Dan gaan we meten direct aan de bussen en dan krijg je prachtige specs, ondanks het feit dat je een schakeling vervolgens wel aan de uitgangsbussen van je voeding moet solderen om daar ooit van uit te kunnen gaan.

Wat we intussen lijken te missen is dat een deel van de verbetering van eigenschappen komt doordat de elco, waar men graag het meest laagimpendante type van uit de catalogus zoekt, een belangrijke bron is van demping. De verliezen in het elektrolyt zorgen voor het volledig in de ruis verdwijnen van de meeste hoogfrequente resonanties in bedrading met interne en externe parasitaire capaciteit. Mijn voorkeur voor een condensator aan de uitgang van een voeding is eentje met een externe serieweerstand, maar dat lijkt niet universeel te worden gedaan. Voor de 24V voeding die ik eerder noemde heb ik dat wel gedaan:

In dit geval is de capaciteit erg klein, en de serieweerstand relatief groot. De uitgangsspanning gaf dus goed zichtbare pulsen bij lastwisselingen (50µs/div|1V/div), maar was wel gewoon stabiel:

Dit heb ik naderhand nog wel iets bij weten te spijkeren, maar het expliciet zijn van de pulsen is inherent aan de werking van een emittervolger en zullen groter zijn met een kleinere capaciteit aan de uitgang.

Het vergroten van de emitterweerstand is zo ver ik kan zien gevolg van dezelfde pragmatische werkwijze. Het moet stabieler en een emitterweerstand toevoegen werkt ten koste van de transconductantie van je eindtrap, maar het echte probleem is dat de vereiste is dat het werkt met een AC weerstand vanaf 0Ω aan de uitgang. Het is een stuk makkelijker om een emittervolger met een grotere transconductantie aan de uitgang te hebben als die zijn stroom niet direct in een AC kortsluiting hoeft te dumpen, maar bijvoorbeeld een 0,47Ω serieweerstand. Dat is rustig een verhoging van twee ordegroottes ten opzichte van de parasitaire emitterweerstand van een goed gebouwde eindtrap.

Intussen is de kritische waarde die je wil kennen voor je lusversterking de maximale weerstand die je kan verwachten op de uitgang, want hoe hoger die is, hoe hoger de resulterende spanningsversterking. Nu er daar een elco zit weet je die alsnog niet, en moet je met je compensatie rekening houden met de variabiliteit en het verloop van de ESR van je elco, of je compensatie vergroten. Een condensator met een externe weerstand is dus om deze reden ook handig om te hebben. Dat geeft ook de mogelijkheid om de waarde groter te kiezen dan de typische ESR van een elco om daarmee je voeding sneller te maken. Je kunt met een condensator met een grote serieweerstand namelijk een snellere responsie krijgen dan met een elco met een onbekende en kleine interne serieweerstand. Als je uiteindelijk liever een kleinere piekspanning wil hebben ten koste van snelheid kan je altijd nog een externe condensator toevoegen (wat je met enige lengte draad toch al wel zal doen).

Conclusie
In elk geval is de eindtrap in mijn specifieke ontwikkeling door de toevoeging van C5 en R5 veranderd van een spanningsgestuurde stroombron naar een stroomgestuurde (integrerende) spanningsbron. Dat zet een streep door alle berekeningen en de bovenstaande redeneringen die je voor de reguliere emittervolger zou doen, maar maakt dat de spanning een grotere inherente stabiliteit zal hebben. Het maakt het stabiliseren van de stroom alleen een stuk lastiger, en dat heeft me deze middag bezig gehouden. Daar heb ik nog geen samenhangend verhaal voor omdat ik ook nog niet zo veel resultaten heb, maar ik zal mijn best doen er verslag van te doen.

Het lijkt me sterk dat niemand ooit een schakeling met deze opzet gebouwd heeft, maar ik ben het ook niet bewust tegen gekomen, dus dit is iets dat ik deels zelf zal moeten uitzoeken en testen. Misschien blijkt deze schakeling alsnog erg onpraktisch om te optimaliseren of in gebruik, maar dat zal ik te zijner tijd moeten ontdekken.

Meetopstelling
Om de effecten van een belasting te testen op de schakeling heb ik een kleine tester gebouwd:

Ik heb er geen schema van getekend, maar het is in essentie een basale pulsgenerator. Hij bestaat uit een 74HC14 'hex Schmitt-trigger inverter' en een 74HC4017 'decadeteller' die samen een HUF 76143 'logic level MOSFET' aansturen. Eén inverter maakt met een condensator en een potmeter een in frequentie regelbare blokgolf die de decadeteller aanstuurt. De eerste uitgang gebruik ik om mijn analoge scoop te triggeren en de tweede om de MOSFET mee te schakelen. De andere 5 inverters zijn in gebruik om de polariteit juist te krijgen en de aansturing van de MOSFET te bufferen.

Dit apparaatje pulst dus een MOSFET met een 'duty cycle' van 10% en een herhalingsfrequentie van tussen ongeveer 1 en 10kHz. Dat is genoeg om duidelijk op het scherm te zien te zijn zonder veel vermogen te verstoken via een weerstand. De rechter bovenhelft van de print bevat een mislukte versie 0 en is verder niet aangesloten. Ik heb deze print op de DUT ('device under test') aangesloten met 3x18Ω parallel en ik stel de pulsduur af op 20µs. Als de voeding dus op 15V en 1,1A staat zal hij dus telkens van spanningsregeling naar stroomregeling over moeten gaan en terug. In het ideale geval zou je dus een 15V spanning zien met 20µs blokvormige dipjes naar 6,6V.

Daarop is het inmiddels bekende printje aangesloten:

Er is mechanisch niet veel veranderd sinds de laatste versie, de meeste wijzigingen zijn in de kleine componenten en componentwaarden.

Schema
Bij dezen:

errata: R8 is 22Ω, C6 is 47pF; R6 is 680Ω.

Ik heb wat lopen te spelen met compensatiewaarden om een zinvolle responsie te krijgen op basis van wat ik op het scherm van mijn scoop zag. Nu is de schakeling dus geoptimaliseerd voor deze specifieke omstandigheid, met compensatiewaarden die ik soms wel, en soms niet begrijp.

In de 24V voeding had ik een Schottky diode gebruikt om te zorgen dat de stroomspiegel snel genoeg uit verzadiging herstelde, maar dat bleek daar erg weinig uit te maken en ik had die hier niet gebruikt. Wat blijkt? Hier was hij weer wel nodig... Waarschijnlijk is de kleinere ruststroom hiervan de oorzaak. Ik denk dat een verzadigde transistor sneller herstelt bij grotere stromen. De ladingsdragers zullen dan, nadat ze niet meer aangemaakt worden in de emitter, sneller naar de collector zijn afgevoerd. Dat denk ik in elk geval, maar halfgeleiderfysica bij BJT's is lastig. In elk geval heb ik ook een Schottky toegevoegd voor de interne transistor in de 723 (tussen pin 2 en 13), maar dat had veel minder effect. Dat kan toeval zijn, ik laat hem nu even zitten want het schaadt zo te zien ook niet.

Vorige keer had ik ook al een paar emitterweerstanden toegevoegd aan de stroomspiegel. De stroompotmeter was gevoelig voor het aanraken ervan, waardoor ik inconsistente resultaten kreeg. De meetspanning was sowieso erg klein, maar ik denk dat het echte probleem was dat de emitters van deze transistoren door de kleine ruststroom van ~170µA te hoogimpendant waren geworden en het stuk draad naar RV1 voldoende inductie had om te resoneren met een capaciteit naar aarde. Nu heb ik daar twee weerstandjes geplaatst zodat de stroomspiegel nog steeds symmetrisch is, maar wel lokaal gedempt. Ik had er ook condensator C3 gepland om de gevoeligheid voor aardstromen te verminderen, maar dat was een dom idee omdat het de dynamische eigenschappen van het systeem ondermijnt en die zal in versie 10 van het schema niet meer te vinden zijn.

Ook heb ik compensatie aan pin 3 van het IC zitten in de vorm van C2 en 2x R16 (dat dubbele nummer is een 'late-night' whoopsie van mij). Ik moet nog even kijken hoe ik daar exact ga compenseren in de toekomst, maar de weerstanden zijn zo gekozen dat als de volledige interne ruststroom van het IC van 250µA trekken de spanning gelijk is aan de rustspanning over R13 en R15. Als het systeem in stroomregelmodus is zullen de spanningen over de transistoren van de stroomspiegel dus grofweg gelijk zijn, wat helpt in het nauwkeurig regelen van de stroom en het minimaliseren van de temperatuursafhankelijkheid daarvan. Het lijkt er op dat de emitterweerstanden van de stroomspiegel later nog verder zullen moeten groeien omdat ze duidelijk teveel versterking hebben. Vermoedelijk kan het netwerk C6 en R4 dan ook vervallen.

Eerste resultaten
Doel was om te zien of de voeding werkte zoals ik verwachtte. Een aantal rariteiten die ik zag heb ik met de eerdergenoemde interventies weggepoetst, en de rest zal ik na de volgende beelden toelichten:

Hier zie je op de bovenste trace de spanning op de uitgang, DC gekoppeld, 5V/div met de nullijn in het midden. De voeding stond op 15V en wordt belast met een 6Ω weerstand die met ±20µs pulsen via een MOSFET wordt geschakeld.

De onderste trace is de spanning op de compensatiepin 13 van het IC, ook DC gekoppeld met 5V/div met de nullijn 2 divisies onder het midden. Beide zijn met 10µs/div tijdbasis. Ik heb zo te zien ergens de potmeter van de pulsgenerator geraakt, want de puls is iets langer dan ik in de rest van de tests gebruikte. Voor de resultaten is dat echter niet erg.

Ik ben blij met deze resultaten, want het laat zien dat de schakeling voor het overgrote deel doet wat ik verwacht. De spanningsregeling is hier dominant, wat de bedoeling was, en beide de stroomregeling en de spanningsregeling hebben een heel duidelijk gedefinieerde begrensde invloed op de spanning.

Je ziet dat zodra de MOSFET de stroom inschakelt en de stroomlimiet wordt overschreden de spanning onmiddelijk met een stabiele helling begint te dalen en stopt op het punt dat de beoogde stroom is bereikt. Je ziet dit in het signaal op de compensatiepin ook: de spanning daar daalt zo goed als onmiddelijk naar het laagst haalbare (ergens ordegrootte 1V) en vliegt bij het halen van de ingesteld stroom met een minimale overshoot omhoog om vanaf dat punt de stroom op een constante waarde te regelen.

Zodra de MOSFET afschakelt zie je exact hetzelfde gebeuren met de spanningsregeling: de spanning begint onmiddelijk met een heel duidelijk gedefinieerde lijn te stijgen om zodra de beoogde spanning is bereikt. De spanning op de compensatiepin is hier zelfs nog een fractie netter met minder overshoot. De stijg-/daaltijden zijn niet heel bijzonder, maar daar gaat het nu (nog) niet om. Als alles zich zo voorspelbaar gedraagt impliceert dat controle over de tijdschaal van deze beelden!

Laten we niet te veel vooruit lopen op zaken, want er zijn nog wel dingen waar eerst naar gekeken moet worden. Ik ga er van uit dat de naaldpulsen die te zien zijn artefacten zijn van het meten, maar weet het niet zeker. Ik kan zo snel niet bedenken welk parasitair effect ze veroorzaakt, maar een opstelling als dit is erg gevoelig voor dit soort resultaten. Er is op dit moment helemaal geen uitgangscapaciteit en er zijn weinig weerstanden in het vermogenspad om eventuele reflecties en resonanties op te nemen, en voor een vroeg prototype best een "schoon" resultaat. Met een 100nF filmcondensator over de uitgang verdwijnt de puls zo goed als volledig, maar dat is natuurlijk niet de bedoeling.

Wat ik wel raar vind is dat de puls blijkbaar invloed heeft op de laadtoestand van C5, want na de puls begint de helling opeens 1,5V hoger dan voor de puls. Als de puls 1µs is en de C5 10nF geeft dat 15nC/µs=15mA, dus we hebben het hier niet over enorme stromen. Ik zal dit voorlopig even negeren, want dit is zo een 'rabbit hole' waar je uren bezig kan zijn om te ontdekken dat het verdwijnt als één draadje net anders gesoldeerd is.

Stroomregeling
De stroomregeling heeft zich in deze beelden voorbeeldig gedragen, maar is op het moment eigenlijk nog wel inherent problematisch. De interne terugkoppeling van de eindtrap zorgt dat die zich gedraagt als een spanningsbron. Als je een belasting aansluit zal de basis van Q3 via C5 omlaag worden getrokken en de transistoren verder open sturen. Dit zal zo snel plaatsvinden als de transistoren toelaten, en dat is best wel machtig snel (ze hebben een typische f_T van 70 (Q3) en 20MHz (Q4)). Dit is ruim voor enige vorm van regeling van het IC maar lucht krijgt van een fluctuatie. Dat maakt dat er op de korte termijn schade kan worden gedaan aan de transistoren bij snelle stroomstijgingen. Ik heb ook een meting met de spanning over de shunt erbij waar het mooi te zien is dat de stroom een stapverandering kan maken (A=5V/div en B=0,2V/div, 5µs/div):

Sluit je een extra belasting aan dan gaat de extra stroom gewoon lopen zonder echte grens, de regeling begint wel direct de spanning omlaag te regelen, maar is maar zo snel als de grootte van de stap toelaat. Een deel van de oplossing zal moeten komen door het systeem sneller te maken. Als C5 zo klein is dat je er parasitaire effecten doorheen gaat zien zal de bijbehorende capaciteit ook onvoldoende zijn om de transistoren in het gebied dat hun versterkingsfactor daalt nog erg ver open te sturen. De stroompuls zal dan bovendien een stuk korter zijn, maar dat is waarschijnlijk niet voldoende om er van uit te kunnen gaan dat het wel goed komt. Je rekent dan ook op parasitaire eigenschappen met veel spreiding.

Om dit op te lossen zal ik waarschijnlijk in serie met de eindtrap een kleine luchtspoel plaatsen die samen met een Zobel-netwerk over de uitgang een kritisch gedempt LCR systeem vormt. De stroomstijging zal daardoor een duidelijk gedefinieerde maximale waarde krijgen die ik dan zal kiezen om overeen te stemmen met de snelheid van de terugkoppeling. Ik heb nog een aantal spoeltjes liggen uit een oude versterker van ongeveer 2µH die mogelijk voldoen. Zo een inductiviteit geeft genoeg begrenzing in de dI/dt om in elk geval de hoop te hebben dat je een terugkoppellus kan bouwen die snel genoeg is, eventueel ten koste van wat 'overshoot'. Een luchtspoeltje van een realistische waarde voor deze toepassing (ordegrootte 0,5-10µH) zou je zelfs van installatiedraad kunnen winden.

Verder is er nog een probleem met de stabiliteit met lage weerstanden aan de uitgang. Als ik de uitgang nu kortsluit is de stroom begrensd, maar niet stabiel. Dat is niet gek, met een systeem waar je de spanning regelt en de stroom meet zal de lusversterking groter worden met kleinere weerstand. Ik was al begonnen de terugkoppeling van de stroomregeling aan te passen naar 'feed-forward', waar ik de stijgsnelheid van de stroom gebruik als grootheid om de spanningsregeling mee aan te sturen, en zal dat verder proberen uit te werken. Verder zal de versterkingsfactor van de stroomterugkoppeling moeten worden beperkt, want die is zelfs met een 6Ω belasting duidelijk te hoog. De emitterweerstanden van de stroomspiegel zal ik dus waarschijnlijk naar iets van 1kΩ verhogen, wat als extra voordeel heeft dat de versterking minder afhankelijk is van lastig te beheersen factoren.

Conclusie
Tot nu toe geen showstoppers, maar ik ben er ook nog lang niet. Ik zal een aantal dingen misschien later nog kunnen versimpelen zodra ik een beetje een idee heb hoe alles exact werkt. Als het systeem stabiel is kan ik R23 misschien ook nog vervangen met iets zuinigers. Nu ben ik wel veel warmte aan het stoken in die weerstand, maar de originele schakeling met een geregelde stroombron was een drama voor het foutzoeken omdat zo een stroombron zijn eigen stabiliteitsproblemen kan hebben, zeker als je wil dat je systeem sneller wordt. Deze negatieve hulpvoeding vind ik geen grote concessie, het betreft alleen kleine en courante onderdelen, maar geen extra transformator. Ik denk dat ik gewoon een transistor met de collector aan de positieve uitgang, de basis aan de massalijn, en de emitter via een weerstand aan de negatieve hulpspanning hang en het goed vind. De stroom is dan stabiel genoeg, en als ik de condensatorwaarden goed kies zal de negatieve voeding weinig spanning voeren en dus weinig dissipatie veroorzaken. Misschien doe ik dat wel eerst zodat ik met niet nog een keer aan die weerstand brand...

In elk geval ga ik nog wel het één en ander testen en zal laten weten zodra het gebeurt.

Een beetje vooruitgang
Na veel tests en aanpassingen heb ik het systeem een stukje weten te versnellen. Ik heb een hoop details aangepast om verschillende redenen, maar de basis is nog intact:

Hier heb ik een paar metingen gedaan om te vergelijken met eerst, alleen nu met pulsen van 4µs in plaats van 20µs. Ik heb dezelfde 15V instelling gebruikt, maar nu beide met 1/2 stroom en volle stroom gemeten omdat dit invloed had op het herstel van de spanning.

Meting 1 met stroominstelling 1/2:

Trace 1: U_uit, 5V/div gemeten vanaf het midden van het scherm
Trace 2: U_comp, 1V/div AC gekoppeld
Tijdbasis: 2µs/div

Meting 2 met stroominstelling vol open:

Trace 1: U_uit, 5V/div gemeten vanaf het midden van het scherm
Trace 2: U_comp, 1V/div AC gekoppeld
Tijdbasis: 2µs/div

Meting 3 met stroominstelling 1/2:

Trace 1: U_uit, 5V/div gemeten vanaf het midden van het scherm
Trace 2: U_shunt, 0,2V/div
Tijdbasis: 2µs/div

Meting 4 met stroominstelling vol open:

Trace 1: U_uit, 5V/div gemeten vanaf het midden van het scherm
Trace 2: U_shunt, 0,2V/div
Tijdbasis: 2µs/div

Op zich is er wat bereikt: de stroom regelt zich binnen 2µs naar de instelwaarde, wat hoopgevend is. Er zijn ook een hoop artefacten:

• Blijkbaar wordt alle stroom in de reactietijd van het systeem in C5 gedumpt, waardoor de uitgangsspanning een sprong maakt die afhangt van de ingestelde stroom. Ik ben er nog niet achter waar dit door komt, maar zorgt voor overshoot.
• De spanningsregeling is nog een beetje traag. Helaas hebben al mijn pogingen om dat te versnellen geleid tot het oscilleren van het systeem op een frequentie van richting de 4MHz.

Op het moment zit ik alleen een beetje vast omdat ik zie dat er problemen en overspraak zijn, maar ik heb niet echt een duidelijke aanwijzing waar het probleem zit. Ik weet niet eens of het een resistief, inductief of capacitief probleem is, dus dat zou nog wel een klus kunnen worden om uit te vinden. Misschien bouw ik de schakeling nog wel opnieuw op met de kennis van het achteraf, maar dat is ook niet meer dan prijsschieten als je niet precies weet wat je anders wil. Eigenlijk vind ik het printje nog steeds wel relatief netjes ingedeeld.

Volgende stap
Ik twijfel een beetje wat ik nu ga doen. Er zijn nog teveel issues met de schakeling om er zonder twijfel op voort te borduren voor een supersnelle voeding en ik heb nu geen duidelijk idee hoe ik verder zou moeten. De voortgang tot nu toe heeft erg veel tijd en onderdelen gekost, maar ik ben er nog lang niet. Wil ik de eerdergenoemde 2µH spoel aan de uitgang gebruiken moet de stijgsnelheid van de spanning flink omhoog (ik reken met 8V/µs om een bruikbare respons te halen, maar dat is een moeilijk doel met discrete onderdelen, het is momenteel minder dan 2V/µs). Het blijft verder een 50 jaar oud IC en een handvol standaard componenten, en daarmee loop je sowieso een keer tegen de muur, al lijken de beperkingen hier die van mijn print/opbouw en de hoogimpendante weerstandsdeler.

Daarentegen werken de stroommeting en -regeling met een lage waarde shunt fantastisch en zijn op zichzelf al wel nuttig. Ik denk dat deze enkele uitbreiding voldoende simpel is om als toepasselijke upgrade voor de originele Radio Bulletin voeding te dienen, en verwijder ik de meeste andere toevoegingen. Dan kijk ik misschien later nog eens kijk naar verdere versnellingen. Misschien heb ik tegen die tijd een digitale scoop en een functie-/sweepgenerator waarmee ik hem kan doorfluiten om zo wat makkelijker de plekken te vinden waar de overspraak en (eventueel) fasedraaiing vandaan komen.

Als je nog even doorgaat heb je een philips PE 1542 ontworpen

Geen straf toch om opeens een nieuwe PE 1542 op je bureau te hebben staan?