Projectje: 24V voeding met foldback stroombegrenzing

Hi Kruimel,

Ik heb wat moeite om je schema goed te lezen, ik heb nu verschillende delen van je schema samen met de opbouw van de 723 over mijn vier monitoren verdeeld.
Met C9 kan je goed de generatie verschijnselen stoppen maar ook je reactie snelheid gaat daarbij het raam uit.
Dat is een handeling die je contra intuïtief kan noemen, het is een veel gemaakte fout in het stabiel krijgen van lineaire voedingen als deze in stroom begrenzing gaan.
Daar zijn vele voorbeelden van te vinden in schema's als je er naar zoekt.

Q9 levert met R26 gewoon te veel gain voor je setup.
Je kan door een emitter weerstand de gain verlagen maar ook is het misschien nodig over R26 een serie schakeling van een R en een C parallelle te zetten,
dit om de HF gain te beperken.
De waarden zal je zelf mee moeten gaan experimenteren, zoek uit wat de minimale waarde is waarbij het stabiel is en denk daarna dan aan b.v. aan 2 a 3x zwaarder gecompenseerd.
Dat zorgt er dan voor dat in vele omstandigheden het ook stabiel blijft.

Voor de gene die het nog niet weten.
Generatie komt omdat er te veel fase verschuiving is in de hogere frequenties zodat je mee koppeling krijgt als je over het randje heen gaat.
Het is ongeveer het zelfde als je met je microfoon te dicht bij een luidspreker komt.
Zingt bijna altijd rond op de hogere frequenties.

Bij Kruimel zijn testsetup kan je als je de scoop probe goed plaatst, direct op de uitgangsklemmen, dan kan je zien als de stroom begrenzing gaat werken,
in hoeverre er dan uitslinger effecten optreden.
Het mag "natte vinger" niet meer dan 1-slinger zijn, dus goed gedempt, dat is meestal het geval vanaf 60 graden fase verschuiving, meer is mooier als het kan
maar het moet niet zo zijn dat de stroomregeling te traag wordt.

Groet,
Bram

Op 3 maart 2021 10:57:21 schreef rwk:
Als je de 723 even uittekend in het schema wordt het wat duidelijker.
Iemand had dat schemaatje al eens gepost.
edit, dat was kris van damme

Hey rwk, helaas heb ik geen bruikbare tekening in KiCAD, waarmee ik het schema heb getekend. Ik ben nog niet zo een KiCAD wizard dat ik er grafische elementen in krijg en gebruik gewoon het standaard bibliotheeksymbool. Mocht iemand zo een schemasymbool hebben sta ik er voor open het te implementeren. Voor mij is het immers niet veel overzichtelijker...

Op 3 maart 2021 11:48:57 schreef blackdog:
Ik heb wat moeite om je schema goed te lezen, ik heb nu verschillende delen van je schema samen met de opbouw van de 723 over mijn vier monitoren verdeeld.

Hey blackdog, ik had ook wat last om eerlijk te zijn, maar ken de 723 inmiddels zo goed dat ik met mijn enkele (!) monitor nog rond kom. Ik sta open voor suggesties om het schema overzichtelijker te maken (zonder een week aan het hannessen te zijn natuurlijk ).

Met C9 kan je goed de generatie verschijnselen stoppen maar ook je reactie snelheid gaat daarbij het raam uit.

Klopt, maar er moet een zekere compensatie worden geïmplementeerd, want de versterking is groter dan standaard en dan loop je snel vast. De spanningsversterker moet je immers ook compenseren om deze reden.

Dat is een handeling die je contra intuïtief kan noemen, het is een veel gemaakte fout in het stabiel krijgen van lineaire voedingen als deze in stroom begrenzing gaan.
Daar zijn vele voorbeelden van te vinden in schema's als je er naar zoekt.

Q9 levert met R26 gewoon te veel gain voor je setup.
Je kan door een emitter weerstand de gain verlagen maar ook is het misschien nodig over R26 een serie schakeling van een R en een C parallelle te zetten, dit om de HF gain te beperken.

Ik denk dat je daar niet helemaal gelijk hebt, het enige verschil tussen dit...

...en dit...

...is een enkele weerstand van 1kΩ:

Die weerstand beperkt de versterking van de interne transistor van de 723 best significant, en toch oscilleerde de schakeling alleen nadat ik hem toevoegde, en niet (veel) ervoor. Dit is geen versterkingsprobleem, maar een faseprobleem. De uitgangsweerstand van de transistor is zo ver toegenomen dat de spanningscompensatie een tweede 90° fasedraaiing in de lus vormt, en dat veroorzaakt zo te zien het probleem. Je suggestie voor het parallele RC netwerk zal zeker helpen voor HF instabiliteit, maar de frequentie van deze instabiliteit (75kHz) is te laag om door parasitaire componenten te komen. Als ik het gesuggereerde netwerk nu toevoeg zal het zeker mogelijk zijn het oscilleren te dempen, maar het systeem ook een stuk trager maken.

De waarden zal je zelf mee moeten gaan experimenteren, zoek uit wat de minimale waarde is waarbij het stabiel is en denk daarna dan aan b.v. aan 2 a 3x zwaarder gecompenseerd.
Dat zorgt er dan voor dat in vele omstandigheden het ook stabiel blijft.

Ja ik zal zeker wat meer marge nemen voor de uiteindelijke schakeling, maar op dit punt moet hij eerst stabiel worden natuurlijk...

Ik ga eerst eens testen met shuntcompensatie. Ik kwam er achter dat ik niet meer al te best was in het benodigde rekenwerk, want ik kreeg het niet meer voor elkaar de respons van de Millercompensatie die nu in het systeem zit uit te rekenen om vast te stellen wat een redelijke waarde zou zijn. Vooralsnog ga ik even uit van 1nF zoals ook gebruikt in twee van de voorbeeldschakelingen voor de µA723:

[2x verwijderd wegens ongeldig]

Ik denk dat een waarde van 4,7nF toepasselijker is omdat dit een 'common emitter' configuratie is zoals de shuntregelaar in de datasheet:

Bij dezen ook het huidige schema compleet:

En alleen het regelgedeelte:

En een .pdf versie en een datasheet bijgesloten.

Een dag later dan beloofd ben ik weer aan de slag gegaan, dit keer om shuntcompensatie te implementeren. De resultaten zijn beter dan eerst, maar nog niet optimaal. Allereerst het nieuwe schema:

Ik heb:

• shuntcompensatie geïmplementeerd;
• C9 verwijderd;
• R24 aan pin 11 verwijderd, die was al lang nergens meer voor nodig, ik heb het nummer hergebruikt voor de emitterweerstand aan pin 3;
• een RC schakeling aan de uitgang toegevoegd.

Het resultaat was een stuk beter (27V uit, 200mV/div, 1ms/div):

Er zit nog wat rommel in de stroomregeling (oscilleren op ongeveer 200kHz), en de flanken van de spanningsregeling zijn nog niet helemaal glad, maar er is vooruitgang. Op dit punt ben ik best tevreden, want dit is nog steeds zonder echte uitgangscapaciteit.

Volgende stap is iets te experimenteren met (de nieuwe) R24 om de stroomregeling wat rustiger te krijgen en de flanken wat mooier te maken. De RC schakeling deed heel weinig, wat me enigszins verbaasde, ik had verwacht dat het de spanningsregeling zou helpen door de AC versterking wat te verminderen.

Hier zie je de RC combi op de uitgangsweerstand gebeund:

Om verder te testen heb ik de testschakeling iets aangepast. Ik merkte dat ik last had met triggeren en het vergroten van de relevante effecten, daarom heb ik de frequentie van de tester verhoogd. Ook is het licht een beetje uit mijn scoop, en de lage herhalingsfrequentie begon het lastig te maken de golfvormen te zien, dus ik heb die ook wat verhoogd. Het schema is nu zo:

R3 is van 220k naar 100kΩ gegaan, en R4 van 47k naar 10kΩ. De snelheid van de "trap" is dus ongeveer 5x hoger, en de herhalingsfrequentie ongeveer 2x. Achteraf gezien had ik die ook 5x zo hoog moeten maken, maar ja, achteraf...

Dit is één van de eerste scoopbeelden (200mv/div, 200µs/div):

Tevens heb ik de belichting lager gezet om een wat contrastrijker beeld te krijgen. Een analoge scoop blijft wat lastig fotograferen.

Hi Kruimel,

Het is een mooi streven om een voeding te maken zonder uitgangs condensator.
Maximal stabiliteit maken zonder de uitgangs condensator is mooi, maar in de praktijk zal je toch die condensator aan de uitgang nodig hebben om de Ri van de voeding zeg boven de 1KHz laag genoeg te houden en de variatie van de uitgangsspanning zo klein mogelijk te houden.
Ik denk dat je de voeding ook goed stabiel hebben als deze geen mooie geschakelde weerstands belasting ziet.

Wat heb je er op tegen om een paar tesen te doen met b.v. 47uF over de uitgang?
Grote kans dat veel van je stabiliteits problemen zijn opgelost.

Wil e geen uitgangs condensator, dan zal je toch aan de 4-kwadrant voedingen moeten gaan beginnen,
zeg maar een hele dikke opamp die zo is opgebouwd dat hij een hele ruime fase marge heeft waardoor hij ongevoelig is voor capacatieve belastingen, dat is niet makkelijk...

Groet,
Bram

Op 27 december 2020 12:41:18 schreef blackdog:
Sine

Are you talking to me?, Are you talking to me?

Bram

Jij had toch al eens een dummy-load gemaakt ?

Hi Bram,

Ja dat is al weer zes jaar geleden, ik heb er twee ontworpen en een derde opgevoerd, hier onder de NE5534A versie.
Die velle kleurtjes heb ik ondertussen wel afgeleerd...

http://www.bramcam.nl/NA/NA-DL-5534/NA-5534-sch-27.gif

Dit is de start van het topic.
https://www.circuitsonline.net/forum/view/121338/1#highlight=dummy+loa…

Dummy Load die regelmatig in mijn topics te zien is.
https://www.circuitsonline.net/forum/view/106770/1#highlight=dummy+loa…

En dan heb ik ook nog de opgevoerde Jim Williams versie met een zeer grote bandbreedte.

Groet,
Bram

Toen je dat "are you talking to me" zei had ik me dat inderdaad totaal (nog) niet gerealiseerd, ik denk dat ik rond die tijd niet zo actief was op CO. Zelf heb ik ook een dummy-load, een heel simpele zonder enige poespas, ik kan alleen de stroom regelen en de fansnelheid:

Dit is het schema:

Traag, simpel en klein, daar kan ik geen topic mee vullen... Naderhand heb ik de originele transistoren (HUF76143) met HUF75345 moeten vervangen. Tijdens een test om de ratel in brugcellen te tonen op een 30V ringkerntrafo hebben die het begeven (U_DSmax=30V ). Een dummy load is voor tests op een foldback stroombegrenzing echter geen goed idee, want dan krijg je last met het hebben van 2 verschillende instelpunten die de voeding kan aannemen. Vandaar de tester met weerstanden.

Inmiddels heb ik deze tester nog wat sneller gemaakt en voor C2 een 4,7nF geplaatst. Nu zijn de onregelmatigheden makkelijker te zien (200mV/div, 50µs/div):

Nu kan ik er met behulp van het geheugenscherm op mijn scoop nog iets beter op inzoomen (50mV/div, 5µs/div):

Dit is nog steeds gemeten over een 100mΩ shunt.

Op 4 maart 2021 20:20:12 schreef blackdog:
Het is een mooi streven om een voeding te maken zonder uitgangs condensator.
Maximal stabiliteit maken zonder de uitgangs condensator is mooi, maar in de praktijk zal je toch die condensator aan de uitgang nodig hebben om de Ri van de voeding zeg boven de 1KHz laag genoeg te houden en de variatie van de uitgangsspanning zo klein mogelijk te houden.
Ik denk dat je de voeding ook goed stabiel hebben als deze geen mooie geschakelde weerstands belasting ziet.

Wat heb je er op tegen om een paar tesen te doen met b.v. 47uF over de uitgang?
Grote kans dat veel van je stabiliteits problemen zijn opgelost.

Daar heb je zeker gelijk in, ik wil nu alleen even kijken hoe ver ik kom in de 'worst case'. Ik heb nu (nog) geen goed plan: het stabiliseren van een regellus met 'foldback' is ook niet handig als je variabelen wil uitsluiten... Ik denk dat ik verdere stabiliteitstests zonder R30 (en dus zonder de 'foldback' karateristiek) zal doen, maar ik zal er nog wel even over denken.

Wil e geen uitgangs condensator, dan zal je toch aan de 4-kwadrant voedingen moeten gaan beginnen,
zeg maar een hele dikke opamp die zo is opgebouwd dat hij een hele ruime fase marge heeft waardoor hij ongevoelig is voor capacatieve belastingen, dat is niet makkelijk...

Ik denk niet dat dit per definitie nodig is. Als de stroombegrenzing op het punt dat de fasemarge voor de spanningsregeling een rol gaat spelen al ingrijpt ben je het probleem ook kwijt. Dan kan je elke maat condensator aan de uitgang hangen die je wil, want gedurende de tijd dat die aan het laden is doet de stroombegrenzing gewoon zijn werk en zijn alle overwegingen over spanningsstabilisatie irrelevant. Het integreren van de compensatie voor spanning en stroom helpt hierbij, omdat je spanningsregeling dan op de achtergrond niet kan verzadigen. Volgens mij is dat een belangrijke reden van 'overschoot' en instabiliteit bij voedingen die in en uit stroombegrenzing komen (waaronder deze slechts een paar posts geleden).

Op 3 maart 2021 11:48:57 schreef blackdog:
Q9 levert met R26 gewoon te veel gain voor je setup.
Je kan door een emitter weerstand de gain verlagen maar ook is het misschien nodig over R26 een serie schakeling van een R en een C parallelle te zetten,
dit om de HF gain te beperken.

Blackdog, je had gelijk: ik heb net een RC netwerk toegevoegd aan de collectorleiding van Q9 en het oscilleren is (ten koste van een minimale overshoot) totaal verdwenen (200mV/div, 50µs/div):

Het schema is nu zo:

Het is nog wel een beetje op de print gebeund, maar het zit vast:

Overigens denk ik dat ik het experimenteren met andere aspecten van de stabiliteit zonder 'foldback' zal voortzetten, dat is echt wel een doodlopende weg doordat je terugkoppeling genereert tussen spannings- en stroomregeling en dat zal waarschijnlijk problemen blijven geven tenzij je de stroomregeling bijvoorbeeld prio geeft.

Hi Kruimel,

Mooi dat mijn tip bij je werkte, nu nog een kleine zeg 47uF elco over de voedings uitgang.
Grote kans dat de overshoot de kop in wordt gedrukt.

Trowuens ook mooi dat je je scoop plaatjes beter hebt gekregen.
Ik weet nog dat ik in het begin flink aan het stoeien was geweest, dit om nette plaatjes van mijn Philips combiscoop te maken.

Het meten van de respons moet je doen op precies de zelfde plek als waar je sense draden vast zitten op je aansluitbussen.
En ik bedoel echt op de zelfde plek en niet 2cm verder op naar je belasting toe.
Dan kan je denken, 2cm wat maakt dat nu uit...
Nou dat is 4cm draad met inductie, ik heb zeer veel daar aan gemeten, ik bedoel ik heb die problemen zo vele mogelijk geprobeerd te omzijlen.
Het meten op de aansluitbussen waar ook je belasting aan zit is al een stap te ver.
Je wilt weten wat je regel electrononica kan, en daar horen geen extra zelfinducties en weerstanden bij.

Dus zo goed mogelijk op je sense draden meten, kan de voeding die je aan het testen bent meerdere Ampere leveren, zorg er dan voor dat je meetleidingen niet parallel lopen met de Ampere voerende bedrading naar je belasting.
De bedrading naar je belasting induceert dan foutsignalen in je meet leidingen en zelfs ook in je sense leidingen, bin there done that

Groet,
Bram

De respons is op dit moment nogal een draak hoor, alles is nu marginaal stabiel, en dat zie je aan alles. Ik heb een paar beelden gemaakt in het spanningsbereik. Dit is met 1nF voor C8. Dat is de laagste waarde die ik enigszins acceptabel vind. De probe zit op de uitgangsweerstand omdat die het makkelijkste toegankelijk is, maar dat zal nog niet optimaal zijn:

Op dit punt geen teken van een serieuze interne weerstand (al is het minimaliseren daarvan op dit punt nog niet mijn focus). De print was al opgebouwd met aandacht voor de sensepunten, dus dan verwacht je dat het in elk geval redelijk zal zijn. De spanning springt natuurlijk wel nogal bij elke keer dat er last bij-/afgeschakeld wordt, dit alles is met 29V uit en AC gekoppeld (2V/div, 50us/div):

Het blijft ook een beetje resoneren bij het stabiliseren, wat je goed ziet bij het schalen van de tijdsbasis (500mV/div, 10us/div):

Nog dichterbij laat het toe de resonatiefrequentie af te schatten, iets van 400kHz (500mV/div, 5us/div):

Al met al geen onverwachte zaken: zonder capaciteit aan de uitgang en op het randje gecompenseerd geeft flinke pieken bij lastwisselingen.

Wel ben ik uiterst tevreden over het feit dat dit werkt met een shunt van 0,07Ω, ik had instabiliteit en/of ruis verwacht hierdoor, maar dat lijkt reuze mee te vallen. Twee huis-tuin-en-keukentransistoren laten het toe om de 723 te gebruiken met een stabiele en gevoelige stroombegrenzing.

[Bericht gewijzigd door Kruimel op vrijdag 5 maart 2021 22:46:58 (12%)]

Ok, weer een stapje verder, eerst het nieuwe schema:

Er is een hoop aangepast:

• Actieve stroombron toegevoegd om de uitgangsweerstand van de eindtrap te verkleinen;
• De emitterweerstanden van de eindtrap zijn verkleind om dezelfde reden;
• Compensatie is aangepast naar Miller compensatie met een lagere versterking om te compenseren;
• Geen foldback meer maar een vaste stroombegrenzing van ~4,1A;
• R24 verwijderd, maar een diode toegevoegd omdat de stroombegrenzing te vroeg ingreep;
• De instelstroom voor de stroombegrenzing iets verhoogd;
• RC over de uitgang;
• RC in de compensatie;
• Verkleining van R28 van 470 naar 100Ω;
• Een mechanische verbouwing om ruimte te genereren voor de actieve stroombron en betere koeling;
• Vergroting van de voorschakelweerstand voor de fan.

Een groot deel van de aanpassingen was om de uitgangstrap zo laagohmig mogelijk te maken zonder idiote concessies te doen of dure componenten te gebruiken. Een laagohmige uitgangstrap verhoogt de kantelfrequentie van de R van de uitgangstrap en de eventuele C die je aansluit. Dus bij een gelijkblijvende lastcapaciteit zou de fasedraaiing van de uitgangstrap op een hogere frequentie in moeten treden waardoor je fase-ruimte genereert. Ik heb een RC serieschakeling gebruikt om de AC uitgangsweerstand tot een praktische waarde te beperken. Met die stroombron wordt die erg groot en is de AC versterking van de schakeling te groot en de 1kΩ lastweerstand op de uitgang was daarvoor te klein. Die is nu ook weg.

Een paar sfeerfoto's zouden niet misstaan natuurlijk, dus daar gaan we! Om de uitgangsweerstand van de eindtrap te verkleinen heb ik de 0,5Ω shunts op het koelblok elk met twee 0,33Ω zusjes parallel gezet om ongeveer 124mΩ per transistor te geven:

Daarna heb ik de ruimte rond de driver Q3 opgeruimd en een ruimer koelblok verzaagd om plek te geven aan de driver en de nieuwe actieve stroombron:

De aansturing daarvan moest via een klein dochterbordje gebeuren, er waren teveel componenten om allemaal op de hoofd-PCB te plaatsen, dit kleine bordje was meer werk dan ik wil toegeven:

Hier zie je het bordje op de PCB gesoldeerd zitten, precies uitgelijnd met de ribben in het koelblok, dit bordje zit nu heel stevig op zijn plek:

De foto's zijn in de loop van het proces genomen, dus er zijn sindsdien wijzigingen, maar dit is om een idee te geven van de situatie.

En met dank aan blackdog heb ik een heel goede ventilatie-regeling! Ik heb de instelling nu zo dat de fan onhoorbaar is in normaal gebruik, en zodra de temperatuur iets van 65-70°C wordt gaat hij met een milde overshoot sneller draaien. Zodra de last weg is wordt het binnen seconden weer stil!

Het is ongelofelijk hoeveel warmte die oude P4 koelertjes kunnen afvoeren trouwens. Ik heb uiteindelijk niet met 168W getest, in werkelijkheid werd het vermogen minder, maar op iets over de 100W bleef de fanspanning steken op ongeveer 9V en was het geluid best tolerabel.

Op het moment lijkt hij met een redelijk bereik aan capacitieve belastingen (marginaal) stabiel, maar er zijn nog wel lelijke responsies te provoceren. Worst-case lijkt nu een 220n filmcondensator.

Hi kruimel,

Mooi dat het steeds meer naar je zin wordt!

Ik heb vanavond nog een keer naar je gelijkrichter gekeken en wil er eens mee gaan testen.
Mar ik heb ook een vraag, is er een rede voor de LR645N3 regelaar die je gebruikt?
Da kan toch ook iedere 10 of 12V regelaar worden? of zie ik iets over het hoofd?

Heb je ook nog gekeken of de trafo resonantie verschijnselen heeft met het in of uitschakelen van de IRF1310 MOSFets?
Heb je ook nog getest of het zinninig is de 4K7 waarde van de Gate weerstanden nog wat kleiner te maken i.v.m. de Gate capaciteiten?
Misschien is deze waarde net "lekker" zodat er geen resonanties optreden bij het over gaan naar de andere fase...

Behalve met het mooie maar ook dure LT IC dat de zelfde functie heeft, heb ik deze schakeling nog nooit gebouwd en dus ook geen ervaring mee.

Groet,
Bram

Ha blackdog,

De LR645 heb ik gekozen wegens de spanningsbestendigheid omdat de trafo tot 42V levert, en dat kan een standaard 78Lxx regelaar niet aan. Ik heb wel gedacht aan een LM317L, wat kan omdat die alleen de spanning tussen in en uit "ziet", maar dan ben je de kortsluitbestendigheid kwijt. Deze zijn niet duur en heb ik een keer met een bestelling bij LCSC of TME mee gedaan. Op het moment zijn ze $0,47 per stuk als je er 10 koopt: Microchip Tech LR645N3-G .

Alle regelaars in de regio 6-18V kunnen volgens mij betreft worden gebruikt, het hangt voornamelijk af van wat je gate wil zien en kan hebben. Het basisontwerp van deze brug heb ik van een Wit-Russisch ontwerp op EEVBlog: DIY bench power supply PSL-3604. Daar wordt een volle brug gebruikt met 3 LM393s en een wat lagere spanning. Dat liet toe dat hij de ongeregelde trafospanning als voeding en een resistieve spanningsdeler voor de meting gebruikte en daar heb ik aanpassingen op moeten doen.

Wat betreft gatecapaciteit maak ik me geen zorgen. Op 50Hz verwacht ik geen grote problemen. Inschakelen is geen probleem want er zit toch een impliciete diode in de MOSFET, en uitschakelen gaat niet via de weerstand. Ik heb niet gemeten of het problemen geeft met pieken, maar het is een ringkern, dus ik vermoed dat het zichtbaar maken lastig zal zijn (voor mij). Ik heb dat eens geprobeerd toen we het hadden over de ratel in diodes, en toen merkte ik dat ringkernen aanzienlijk minder makkelijk spanningspieken geven. Op mijn scoop had ik toen best last om de probleempunten überhaupt te vinden. Als je wil kan ik er eens naar zoeken, maar ik geef geen garanties.

Dat LT IC dat je noemt (de LT4320) heb ik ooit gesampled naar aanleiding van dat je het indertijd in een ander topic noemde, en ze werken geweldig! Voor een halve brug zou het een beetje verspilling zijn (ze zijn inderdaad vrij prijzig), maar één van de twee heeft eens dienst gedaan in een andere experimenteervoeding. Dat bordje heb ik nog wel ergens liggen, dat bleef volledig koud met IRF2907 MOSFETs en de 3A die ik er toen uit trok.

edit: Nieuw topic hierover: Actieve gelijkrichterbrug.

Vandaag ben ik bezig geweest met het proberen stabiliseren van de spanningsregeling. Ik wilde een snelle responsie zonder resonantie bij het aanbrengen van aan capacitieve belasting, en dat lijkt nu redelijk gelukt.

Allereerst het schema:

Nu volgen een aantal beelden van de stapresponsie met de eerder gebouwde tester. Alles is met 50µs/div en 1V/div AC gekoppeld gemeten met de voeding op 29,3V (de max) ingesteld. De stroombegrenzing staat nu op 4,4A, en dat lijkt hij vrij aardig te regelen tot die waarde. Dat wil zeggen dat bij het inschakelen van de 8^e 47Ω weerstand hij net in de stroomregeling zou moeten schieten, en dat doet hij.

Zonder lastcapaciteit:

Met 470nF filmcondensator:

Met 6,8µF MKT:

En met een normale 220µF/50V elco:

Stabiliteit is dus nu relatief goed, de voeding lijkt niet heel erg onder de indruk te zijn van een flinke filmcondensator direct op de uitgang (wat mij betreft een 'worst-case' voor stabiliteit). Dat is een goed teken, want dat betekent dat het lastig zal zijn om iets aan te sluiten dat instabiliteit in de spanningsregeling provoceert.

Ook is de stroombegrenzing nu snel genoeg om de overstroom betrouwbaar te detecteren en bij te regelen. Daar zal ik nog extra tests mee moeten doen, want in tegenstelling tot de spanningsregeling is de stroomregeling juist gevoelig voor een inductieve last, en als ik straks een paar meter snoer aansluit zal dit wellicht niet stabiel meer zijn. Dat zal ik nog testen als ik de stroomregeling verder onder de loep leg.

Wel, ik denk dat ik er zo langzamerhand een eind aan ga breien. Ik heb voor de laatste versie de respons nog een klein beetje kunnen versnellen, blijkbaar lieten de aanpassingen die ik eerder deed toe de stabiliteit te houden bij kleinere compensatiecapaciteiten. Zoals een ware wetenschapper heb ik meerdere variabelen tegelijk veranderd...

Bij dezen het meest recente schema:

Ik heb de stroombegrenzing getest en alleen wat rariteiten gevonden toen ik een klos van 25m draad in serie met de tester aansloot. Er ontstond na het afschakelen van de laatste weerstand een zichzelf heel langzaam uitdempende resonantie van ongeveer 570kHz die ik niet heb kunnen verklaren:

Vermoedelijk zat er een soort resonantiemodus in de klos draad in combinatie met een stukje capaciteit in de tester of zo. Ik heb geen zin om mijn voorraad draad door te gaan fluiten om dit te vinden, dus ik ga er van uit dat dit zo een absurde belasting is dat het niet relevant is. Verschillende praktische lengtes kabels hadden weinig invloed op de manier waarop de voeding reguleerde.

Er gebeurde me wel iets onverwachts: deze voeding trekt onverwacht hete vonken. Het lijkt er op dat de snelle hersteltijd van de spanning ertoe leidt dat een vonk zichzelf makkelijker kan handhaven. Ik heb al een aantal testconnectors beschadigd door de 4,4A die de voeding levert te onderbreken:

De koperen haak in de zwarte connector is in minder dan een seconde volledig weg gesmolten toen ik hem ontkoppelde. Het geeft een soort TIG vonkboog die in sommige omstandigheden best lang kan worden gehandhaafd en erg veel vermogen blijkt te hebben. Ik heb het gereproduceerd met een los stuk draad en de stroomsterkte op de scoop geprobeerd te volgen, maar ik zag niets dat er op leek dat de stroom meer dan een fractie over de 4,4A ging. Dit had ik niet verwacht tegen te komen met deze stromen!

@ohm pi:
Ik heb nog even getest met een weerstand in serie met de middenaftakking van de trafo om de RMS stroom te beperken, maar ik had geen vermogensweerstand van geschikte waarde liggen. Ik heb het geprobeerd met 0,33Ω, maar dat is te weinig om echt invloed te hebben op de RMS stroom (minder dan 10% verschil), en een weerstand van 1Ω gaf zoveel spanningsval dat ik de 24V waar de voeding origineel voor was bedoeld niet meer haalde. Eigenlijk moet ik er eentje hebben van 0,47-0,68Ω in 25W behuizing, maar ik beschouw dit een beetje een doodlopende weg.

Ik ontdekte ook dat je met een P4 koeler met 4xTIP35 zonder veel moeite 145W weg kan stoken: de behuizingen bleven rond de 70°C terwijl de fan nog maar op 9V draaide. Dit neemt de nood weg te proberen extern vermogen kwijt te raken. De gelijkrichter wordt toch al niet blij van veel meer dan deze stroom trekken.

Heb ik er nog iets van geleerd?

• Deze stroombegrenzer heeft me positief verrast, nauwelijks problemen mee;
• Foldback met lage spanningsval gaat best goed, maar hoefde uiteindelijk niet;
• Na 50 jaar op de markt kan de 723 nog steeds een prachtig resultaat behalen;
• Synchroon gelijkrichten met deze spanning/stroom is op het randje zonder koeling, maar werkt probleemloos;
• De extra stroombron die nodig bleek produceert met iets van 2,5W teveel warmte, deze kan beter verderop gebouwd worden.

Ik denk dat ik voornamelijk onder de indruk was van de veelzijdigheid van deze stroomregeling. Dit was wat mij betreft de belangrijkste uitkomst van dit experiment. Uiteindelijk heb ik om pragmatische redenen gebruik gemaakt van 300mV spanningsval, maar met de foldback werkte het ook stabiel met 100mV.

Voor een volgende versie overweeg ik een geïntegreerde dubbeltransistor gebruiken om geen last te hebben van differentiële verwarming. Dan zal ik waarschijnlijk ook R29 vervangen met een potmeter en kijken hoe goed de stroom te regelen is. Als dat werkt heb je een prachtige labvoeding voor een paar standaardcomponenten extra! Dat ga ik hier alleen niet meer testen.

Addendum: Ik kon het niet weerstaan nog wat metingen te doen, en ik heb nog even gecontroleerd hoe behulpzaam D9 was voor het dynamische gedrag van de stroomregeling. Het motief voor het plaatsen ervan was om te voorkomen dat Q9 in verzadiging zou gaan en de stroomregeling zou vertragen. Dit effect is zichtbaar op de scoop bij het inkomen van de stroombegrenzing, maar daar is ook alles mee gezegd. Het effect is alleen te zien als je de diode bij het monitoren van je scoop in het circuit zet, dus ik denk dat ik hem bij de volgende versie weg zal laten.

Daardoor zou D11 ook niet meer nodig zijn. De interne stroombeveiligingstransistor kon niet helemaal gedeactiveerd worden door Q9 als die niet in verzadiging gaat, en daarom moest ik aan de emitter een zekere spanningsval introduceren die de ~0,2V die nu extra over Q9 stond te compenseren. D11 kan worden overbrugd als D9 weg is. Je ziet een sprong van ongeveer 100mA in de waarde van de stroombegrenzing, wat betekent dat er een sprong is van ongeveer 70mV in de U_BE van de transistors. Vermoedelijk is het Early effect van Q9 hier de oorzaak. Ik ben helaas vergeten te meten of de onbalans in de transistoren kleiner is met of zonder D11. In theorie zou het zonder D11 beter moeten zijn omdat Q8 en Q9 dan beide ongeveer één U_BE over hun collector en emitter hebben staan.

Ook de synchrone gelijkrichting bleek me bij een duurtest toch net iets te heet te worden: 110°C bij 4,5A uit, dus ik zal deze transistoren iets zwaarder moeten uitvoeren. Ze zijn nu kouder dan een diode zou zijn geweest, maar heter dan de naburige elco's fijn vinden (de dichtstbijzijnde werd 70°C). Ik overweeg een drietal 8,6mΩ IPI086N10N3GXKSA1 bij mijn volgende TME bestelling in te stoppen.

Na 4 jaar rust heb ik deze voeding weer tevoorschijn gehaald om er weer verder aan te werken. Ik heb af en toe niet genoeg aan mijn CO 2016 voeding, enerzijds omdat die niet zo veel spanning kan leveren, en anderzijds omdat hij niet volledig stabiel is. Waarschijnlijk is de potmeter niet helemaal lekker, en de AliExpress spanning-/stoommetercombinatie is dat zeker niet. Dat laatste was al sinds het begin zo, maar dan wordt het opeens wel erg lastig om te weten wat voor spanning er uit je voeding komt...

In elk geval wil ik deze voeding zo ver krijgen dat ik hem volledig vertrouw om mijn schakelingen niet te roosteren. Hij heeft nog steeds geen uitgangscapaciteit op een kleine RC-combinatie na, en dat moet natuurlijk wel goed werken. Daar ben ik nog niet aan toe gekomen buiten wat ik in 2021 al had gemeten, maar ik heb wel een paar andere aanpassingen gedaan:

• De MOSFETs in de synchrone gelijkrichter vervangen met laagohmiger varianten. De originele varianten werden meer dan 100°C en dat vond ik wel pittig.
• De stroomspiegel verbeteren. Nu zijn het discrete componenten, en dat is te zien in het verloop van de stroom als het ding opwarmt. De transistoren zijn niet thermisch gekoppeld, en als de schakeling opwarmt wordt één transistor anders warm dan de ander (maar geen van beide door eigen dissipatie). Daar zit nu een geïntegreerde stroomspiegel voor.
• Een 85°C thermoschakelaar op het koelblok gemaakt om te beveiligen tegen het defect of ontkoppeld raken van de fan. Dat is wel kritisch omdat ik in deze voeding daadwerkelijk iets van 150W aan het verstoken ben bij kortsluiting.

De gelijkrichter
De originele waren IRF1310N met een R_DSon van 36mΩ, wat teveel bleek. De secundaire RMS stroom is volgens mijn klemmeter ongeveer 4,5A per winding bij 4,5A uit (wat meer is dan ik had gedacht), en dat zou een dissipatie geven van ~0,75W. Dat verklaart de verwarming naar meer dan 100°C niet volledig, maar wel voor een groot deel. Er is ook een deel opwarming door het koelblok voor de driver Q3 en de actieve stroombron Q15, dat afhankelijk van de bedrijfstoestand best nog wel heet wordt.

De nieuwe zijn deze geworden, de IPI086N10N3G die ik al eerder noemde met een R_DSon van 8,6mΩ:

Ze blijven een beetje heet voor mijn gevoel, dus ik verwijt de externe verwarming op deze print hier deels voor. Ook zal ik eens wat actieve metingen moeten gaan doen of ze wel goed schakelen, want als ze elke overgang een beetje resoneren kan dat natuurlijk ook problemen geven.

De stroomspiegel
Eerst stonden er twee losse transistoren -Q8 en Q9- op het bord van welke de stabiliteit van de uitgangsstroom afhing, je ziet ze hier:

Het originele schema was anders en gebruikte een stroomspiegel van een externe transistor met de interne van de 723, maar ik denk dat ik high was of zo toen ik dacht dat dit ging werken. Balansparen en stroomspiegels moeten van gelijke transistoren worden gemaakt, anders werkt het principe waarop ze balanceren niet, maar de layout kon ik toen niet heel makkelijk meer optimaliseren om ze naast elkaar te zetten. Dat is de reden dat ze hier relatief ver van elkaar af staan. Liefst heb je ze ook thermisch gekoppeld, maar dat kan je is in deze opstelling natuurlijk alleen dromen.

Ik heb ooit een BD139 transistorpaar thermisch gekoppeld in een stukje isolatie-materiaal verpakt zodat ik kon achterhalen hoe goed dat werkte, je vindt de foto's van deze constructie hier: Kruimel in "Projectje: 723 voeding gebaseerd op Radio Bulletin voeding". Dat ging eigenlijk nog best wel aardig, maar de pinlayout was gebaseerd op de TO-126 'pinout', en kwam niet handig overeen met dit bord. *Zucht*

Intussen had ik in dat topic (dat eigenlijk een gestrand vervolgproject is) een aantal geïntegreerde stroomspiegels besteld in de vorm van de BCV61. Ik wist niet dat die dingen bestonden, maar ze bestaan en zijn ook nog een keer best goedkoop. Bij LCSC zijn ze op het moment $0,13 als je er 50 koopt, maar andere leveranciers hebben ze ook voor vergelijkbare prijzen. Daarmee heb ik met behulp van een klein stukje gaatjesbord en een pin-header een dochterbordje gemaakt dat ik relatief makkelijk kon integreren op de print:

Het is gek hoe stroomspiegels op één of andere manier mijn hersenen kunnen grillen. Ik heb dit bord, waar maar vier aansluitingen op zitten, twee keer moeten aanpassen omdat ik de pinnen niet goed had.

Dat vergeten hebbende staat hij hier op de print:

Hij zit in een klein voetje van dat ik geknipt heb uit een header van gedraaide contacten, omdat het toch wel gepriegel is het allemaal goed te krijgen en ik hem makkelijk wil kunnen vervangen om te testen of als ik hem stuk maak door iets. Hij zit nu ook in krimpkous om hem enerzijds elektrisch te beschermen en anderzijds thermisch iets van de omgeving te isoleren.

Ik heb het opstartgedrag van de voeding tweemaal getest om te zien wat de kortsluitstromen voor en na de wijziging waren. De vooruitgang is onmiskenbaar: in eerste instantie driftte de stroom van 4,46 naar 4,25A en varieerde wat onderaan in dat bereik na het initieel inschakelen. Dat is iets van 5% drift, wat op zichzelf niet eens een enorm drama is, maar ook niet heel netjes. Na de vervanging van de stroomspiegel veranderde dat naar van 4,46 naar 4,40A, wat een veel nettere 1% is. Ik ben wel even aan het meten geweest wat de spanning over de shunt was, maar in de tijd dat ik mat varieerde de spanning over de shunt (van 0,1//0,22≈0,07Ω) tussen de 303,0 en 303,4mV, wat maar 0,1% is. Het lijkt er dus op dat er meer drift zit in mijn shuntweerstanden (die niet eens zo heet worden) dan in de stroomspiegel die deze spanning meet. Dat had ik niet verwacht, maar laat dus de optie om de spanning over de shunt nog verder te verlagen. Als nu 90% van mijn drift van de shunt komt, en 10% van mijn stroomspiegel zou ik met een shunt van tussen de 20 en 25mΩ deze twee invloeden waarschijnlijk weer precies in balans brengen. De dissipatie wordt dan namelijk ongeveer een factor 3 kleiner, en de invloed van de drift van de stroomspiegel 3x groter. Dit is een interessante optie om eens te proberen (maar vooralsnog wel hypothetisch omdat ik zulke kleine weerstanden überhaupt niet bezit).

[wordt vervolgd]

[vervolg]

De thermische beveiliging
Omdat ik van het originele plan om een vaste spanning van 24V en een foldback stroombegrenzing te gebruiken ben afgestapt is de 'worst case' dissipatie best wel toegenomen. Als de voeding nu kortgesloten staat, staat er 36V op de elco's. De stroombegrenzing staat op 300mV over de shunt, wat neer komt op 4,4A en een dissipatie van ongeveer 160W, wat best een snelle opwarming kan geven. Ik dacht niet dat dit zou kunnen met dit koelertje, maar toen ik het testte bleven de transistoren op best aardige temperaturen en heb ik vastgesteld dat dit eigenlijk best wel goed ging. De thermische fanregeling van Blackdog bewees hier uitstekende diensten om te verhinderen dat het ding de hele tijd zou staan te loeien en ik ben er zeer tevreden over. Er is echter totaal geen beveiliging om te verhinderen dat de transistoren tot een plasje silicium smelten als de fan eens dienst weigert of niet aangesloten zit. Daarom ben ik begonnen met het aanbrengen van een thermische schakelaar:

Dit is een AliExpress kopie van een bestaand product en heb ik in een eerder topic eens getest. Ze bleken redelijk gebouwd en goed te werken, dus ik heb hier een extra gaatje geboord en getapt om er één van op het koelblok te maken. Ik heb hier semi-bewust gekozen voor 85°C (ik had alleen 85 en 135°C exemplaren), want dat zou net genoeg ruimte moeten laten om nog 40W per transistor te dissiperen. Als deze schakelaar sluit zou de stroom afgeschakeld moeten worden. Ik heb de beveiliger nog niet aangesloten omdat ik een beetje aan het twijfelen ben waar ik hem ga plaatsen. Ik zit te denken aan over R29, zodat de meetspanning voor de stroommeting omlaag wordt gedwongen:

Ik twijfel nog een beetje omdat ik ontdekte bij het meten dat deze node, die relatief laagohmig is, toch nog wel enigszins gevoelig is voor metingen. De stroom daalde merkbaar (maar nog steeds fracties van een procent) bij het aangesloten hebben van een multimeter. Ik weet niet of een draad met een thermische schakelaar direct op een koelblok dat elektrisch aan de collectors van de transistoren zit (en daarmee aan de positieve pool van de elco's) een goed idee is. Dat zal ik dus nog moeten overdenken (of testen).

Ook zou ik als ik dit ding nieuw zou bouwen een normaal gesloten (NC) schakelaar kiezen om minder foutgevoelig te zijn. Nu ben je afhankelijk van het aangesloten zijn en het goede werken van een contact om de beveiligingsfunctie uit te voeren. Misschien zou ik er zelfs een schakeling bij bouwen die de voeding gedeactiveerd houdt tot de spanning afgeschakeld is geweest om te voorkomen dat hij aan en uit blijft schakelen tot er wel wat stopt met werken. De schakelaar zelf heeft best een behoorlijke hysterese, maar je weet nooit hoe lang het ding in die cylcus moet blijven draaien voor je ontdekt dat de fan stuk is.

Wat ik ook ontdekte is dat de emitterweerstanden van 124mΩ (een 0,5Ω weerstand parallel aan twee parallele 0,33Ω weerstanden) waarschijnlijk het laagste zijn dat je hier wil gaan. De stroomverdeling over de transistoren is merkbaar scheef en liep op van 1,05A op de linker transistor naar 1,21A op de rechter. Dit lijkt in deze 'worst case' te stabiliseren op deze waarden, dus er is nu experimenteel bewezen dat het goed genoeg is, maar het verbaasde me wel. Ik dacht namelijk dat de heetste transistoren in het midden zouden zitten omdat daar de luchtstroming het minst is. Dat is duidelijk niet het geval, al snap ik het ook niet helemaal. Ik heb bovenstaande waarden afgeleid van metingen over de weerstanden, die niet per definitie helemaal zuiver zijn. Liefst had ik deze weerstanden allang niet meer (die 0,5Ω weerstanden bleken een erg grote positieve temperatuurscoëfficient te hebben, maar die had ik tegen die tijd al met epoxy op het koelblok geplakt), maar het zou te doen moeten zijn om nog eens een opstelling te bouwen met iets grotere en betere emitterweerstanden. Het originele plan was ook om de stroommeting daar te doen, om de extra dissipatie van een extra shunt te voorkomen, maar deze goedkope AliExpress rotzooiweerstanden gooiden hier een stok in mijn wielen. Ze pakken je altijd op het moment dat je het het minst verwacht...

Toekomstige overwegingen
In de huidige toestand is de voeding best wel aardig te gebruiken, maar ik wil nog een paar tests doen om te zien hoe hij zich dynamisch gedraagt. Mijn originele plan was de voeding stabiel te maken zonder elco aan de uitgang, en dat is in mijn optiek best aardig gelukt. De spanningen bij lastwisselingen zijn echter wel aanwezig en ik neig om wel een elco te plaatsen om de grootte van de pieken te beperken. Ik zal sowieso nog wat tests moeten doen om een goed begrip te krijgen van de eigenschappen van deze voeding. De opbouw is niet heel bijzonder, maar bevat een aantal (voor mij) experimentele apecten.

De stroommeting met de stroomspiegel had ik afgekeken van een totaal ongerelateerd topic en heb ik aangepast om hier dienst te doen. Deze relatief simpele schakeling heeft wat mij betreft buitensporig goed gewerkt en ik ben verbaasd dat ik hem nooit ergens anders (bewust) tegen ben gekomen. Ik wil nog eens testen met een potmeter op de plek van R29 om te zien of de stroom zich dan laat regelen:

Als dat stabiel zou werken ben je spekkoper, toch?

De stroombron om de uitgang doorlopend te belasten lijkt ook goed te werken, maar ik denk dat er een beetje interactie is tussen deze schakeling en de uitgangstrap. Het is lastig dit te controleren, dus het zou kunnen dat ik er niet heel veel meer over zeg. De bijbehorende dissipatie is echter wel goed te merken en de print wordt doorlopend best heet gestookt door Q15, zeker bij hogere uitgangsspanningen. Het is mijn ambitie de stroom waar mogelijk te minimaliseren, want het koelblokje wordt rustig 70°C zelfs al doe ik niets met de voeding, en ik denk dat de elco's die er direct achter staan (en C31, die verborgen zit tussen de ribben van het koelblok) wel vroegtijdig zullen sneuvelen als ik dat zo laat, zeker als dit ding ooit in een eigen kast komt te staan. Dit is iets dat ik met de kennis van het achteraf zeker anders had gedaan.

Twijfel over de resultaten
Vanochtend heb ik weer wat lopen te prutsen met de voeding om een idee te krijgen van het verloop van de stroombegrenzing, maar ik krijg inconsistente metingen. Ik denk dat ik hier te maken heb met het Seebeck-effect dat een thermische spanning genereert bij mijn metingen die groot genoeg zijn om een variatie te geven in de gemeten spanning. Ik weet nog niet zeker hoe ik hiermee om moet gaan. Mijn Brymen BM869S heeft er misschien ook wel last van, want als ik langere tijd meet op ~4,5A blijft hij na het loskoppelen hangen op -0,0046A. Dat is voor het resultaat niet heel significant (0,1%), maar telt er wel bij op.

In elk geval heb ik getracht een tweetal stroomspiegels te vergelijken, de eerdergenoemde geïntegreerde stroomspiegel met de BCV61, en een "handgemaakte" uit losse BC550C transistoren:

Die paste in hetzelfde voetje als de geïntegreerde op het gaatjeprintje en kon ik makkelijk wisselen. In eerste instantie leek het er op dat deze opstelling nauwelijk minder goed presteerde dan de geïntegreerde, met een spanning van ongeveer 0,9mV tussen de emitters van de transistoren. Dat zou een best goede gelijkloop betekenen, maar ik zag ook dat de waarde soms hoger of lager was zonder dat ik dat kon verklaren. Ik denk dat de temperatuur van de meetprobes die ik gebruikte uitmaakte, want als ik ze even verwarmde in de luchtstroom uit het koelblok werden de waarden in eerste instantie lager.

De stroom aan de uitgang varieerde met de handgemaakte BC550 module minder dan met de losse transistoren, maar meer dan met de geïntegreerde stroomspiegel. Dat is niet onverwacht, maar toch een handige 'sanity check', en op dit punt een handiger aanknopingspunt om conclusies op te trekken. Origineel wilde ik de transistoren proberen beter thermisch te koppelen en dan te isoleren op dezelfde manier dat ik dat eerder met de BD139's had gedaan. Dat is met een TO-92 alleen wat lastiger dan met een TO-126, dus dat is er toen niet van gekomen. Hun initiële gelijkloop is op zich niet slecht, en een deel van de drift die ik zie zal te maken hebben met ongelijkmatige verwarming.

Toen ik de schakeling met warme lucht bestookte om de invloed van de temperatuur te zien waren de schommelingen in stroom groter dan ik wilde (ordegrootte 2,5%), ook met de geïntegreerde stroomspiegel, dus daar zal ik nog even goed naar moeten kijken. Misschien heeft het Seebeck-effect nu meer invloed op de stroomspiegel omdat hij in een voetje zit? Dat is altijd lastig te testen.

Verder had ik wel verwacht dat de stroom iets toe zou nemen bij toenemende temperatuur, omdat de stroom door de stroomspiegel afhankelijk is van de U_BE van de transistoren. Worden die warmer, dan neemt die af, maar de referentiespanning en de weerstanden die de stroom leveren blijven gelijk, waardoor het instelpunt verandert. De variatie in U_BE zal niet veel meer zijn dan 0,1V, wat neer komt op iets boven één procent van de referentiespanning , maar dat is wel significant genoeg om je meetresultaten te beïnvloeden. Eigenlijk zou ik dus een U_ref+U_BE node aan moeten maken om hier van af te zijn. *Zucht*

Voor vandaag heb ik dus weinig resultaten, alleen meer twijfels over eerdere resultaten. Ik had gelukkig al geaccepteerd dat deze voeding nooit sub-ppm stabiliteit zou hebben, maar dat weten we nu in elk geval zeker. Sowieso wordt op de print teveel warmte gegenereerd om dat voor elkaar te krijgen, want de actieve stroombron en de driver zitten er beide en het koelblokje is alleen groot genoeg om oververhitting te voorkomen, niet op de temperatuur laag te houden.

Laatste upgrade aan de stroomspiegel
Ik heb uit een siliconen "koelhoedje" voor een TO-218/TO-247 een tochtbeperking voor de stroomspiegel geregeld. Het helpt een beetje in het verloop van de stroombegrenzing, maar het is duidelijk dat het probleem niet het binnenblazen van warmte is, maar het geleiden van warmte die op de print wordt veroorzaakt.

Warmte-verdeling op het koelblok
Eerder constateerde ik dat de stroom niet goed verdeeld werd over de transistoren, en dat is het geval gebleven. Blijkbaar zit er wat spreiding in de transistoren en wordt dit versterkt bij opwarming. De spreiding is in rust nauwelijks te merken, maar op vollast wel. Daar verloopt de spanning over de shunts van 130mV naar 155mV vanaf de linker naar de rechter transistor. Ik heb van de gelegenheid gebruik gemaakt om hier wat mee te experimenteren.

Een belangrijke conclusie is dat de verdeling van de stroom niet afhankelijk is van de absolute temperatuur. Als ik de fanregeling omlaag draai verbetert de stroomverdeling zelfs een fractie, maar dat is misschien ook het gevolg van die PTC karakteristiek van de emitterweerstanden die nu warmer worden.

De koeler
Ook ben ik er achter gekomen dat deze oude Pentium 4 koeler ook zeer goed presteert bij lagere toerentallen. Eerst alleen met een IR thermometer, maar ik heb er even een thermokoppel naast gehad als 'sanity check', want meten met zo een IR ding is verraderlijk:

Dat blokje moet je dan niet op steunen weet ik nu...

Het is raar te zien hoe het toerental en de geluidsproductie van zo een koelertje toch heel anders schalen dan mijn intuïtie aangaf. De geluidsproductie valt snel af onder een zeker toerental, maar dat heeft weinig invloed op de koelprestatie. Onder de 8V klinkt het echt alsof hij niet of nauwelijks meer zou moeten kunnen koelen, maar dat gaat prima. De temperatuur op het koelblok is dan maar een paar graden warmer dan wanneer hij wel een "bevredigende herrie" maakt. Het is blijkbaar mogelijk de fan op 7,7V te draaien en het koelblok op ≈85°C te stabiliseren terwijl je 147W wegstookt in de transistoren! Ik heb het ook nog even direct op de collector en emitterpinnen gemeten, maar het was echt 33V@4,4A. Het voelt een beetje alsof het niet zou moeten kunnen.

De fan lijkt niet gemaakt voor het ver terug regelen, want onder een volt of 6 a 7 start hij niet op. Door elco C23 krijgt hij altijd een 'boost' bij het starten, maar is hij ontkoppeld geweest dan start hij niet zelf via R44 alleen. Ik wil wel wat 'prime time' geven voor deze koelertjes, want ze zijn aanzienlijk beter dan de eerste generatie Pentium 4 processoren waar ze voor geleverd werden:

Dit is een 'stand-in', ik heb er drie, waarvan twee identieke en eentje die door Fujikura (wat me niets zegt) gemaakt is. Blijkbaar is de ster van de show gemaakt door Sanyo Denki, en die hebben hier duidelijk goed werk geleverd.

Ook heb ik met de fanregeling op beheerste wijze de thermische beveiliging (die ik verder nog niet heb aangesloten) kunnen testen. Ergens rond de 85°C klikt die en verbindt de pinnen. Dan weten we dat het ding werkt en dat de transistoren op dat moment kunnen overleven!

De fanregeling werkt in het hogere bereik wat minder stabiel. Het is te zien dat de regeling een beetje 'overshoot' heeft en hij oscilleert rond dat evenwichtspunt. Eerst zag je dat niet omdat de fan toch naar vrijwel maximaal werd geregeld en daar bleef, maar op lagere instelpunten wordt het zichtbaar. Dat is op zich niet erg, het is minder dan een halve volt en op de lagere toerentallen is dat zelfs niet te horen als je er naar zoekt, maar ik denk dat ik misschien later een weerstand aan de NTC parallel zet en de potmeter opnieuw afregel. Dat zou de versterking van de temperatuur moeten verminderen en de overgang geleidelijker moeten maken. Waarschijnlijk is dit een vierde orde systeem (waar er altijd een fase-draaiing zal zijn van >180°), en dat is lastig (maar niet onmogelijk) volledig te stabiliseren. Het exact op de graad regelen van de temperatuur is gelukkig niet nodig, waardoor het gewoon wegdempen mogelijk is. Ik heb de karakteristiek liefst zo onmerkbaar mogelijk.

Geen foldback meer maar een vaste stroombegrenzing van ~4,1A;

De startdoelstellingen heb je dus laten vallen...
(ik kon er ook al niet veel toepassingen voor verzinnen: meeste moderne apparaten vinden een lagere spanning/stroom helemaal niet fijn.)

Voor de regulator kun je ook een TL783 gebruiken, mag tot 125v input hebben...

Klopt, al best een tijd terug met goede argumenten, maar ik kon de titel toen niet meer wijzigen. Het is nu geen 24V voeding meer maar een regelbare, en hij heeft geen foldback. Niks aan de titel klopt dus nog. Het is gewoon een beetje een proeftuin geworden voor experimentele ideeën.

Voor die regelaar heb ik al de LR645, de TL783 is hier minder handig vanwege de hogere ruststroom die hoger is dan het verbruik van de comparator die ik hier gebruik. Ik heb ook een goedkope lineaire LED driver getest in deze toepassing, en die kost minder en gebruikt minder stroom dan beide opties. Dat stuk van het probleem is dus reeds vrij aardig opgelost.

Meest recente schema
Er is ook een beveiliging ingebouwd tegen oververhitting die er nog niet op staat, maar dat bedacht ik me pas toen het bestand opgeslagen was natuurlijk...

R15 en C12 zijn er ook om die reden bijgekomen. Er is nu een schakeling die de spanning van de bufferelco's afschakelt bij onheil, en toen moest ik de basisstroom die het IC kon leveren op één of andere manier beperken. De rest teken ik later in.

Emitterweerstanden
De emitterweerstanden zijn momenteel geen 115mΩ meer zoals nog op het schema staat, maar 250mΩ, ik heb de schakeling nog wel getest met 0,5Ω parallel aan 0,15Ω, denkende dat de PTC karakteristiek van mijn goedkope AliExpress miskoop misschien zou helpen, maar dat is niet het geval, daarvoor is de karakteristiek duidelijk niet sterk genoeg. Het lijkt er ook op dat de scheefheid in de stroomverdeling door de transistoren zelf komt en vrij aardig schaalt met de inverse van de weerstandswaarde. Momenteel, met 2 0,5Ω weerstanden parallel, is het grootste verschil in stroom tussen de transistoren ongeveer 8% op maximale dissipatie. Zonder een echt referentiepunt te hebben vind ik het wel veel spreiding lijken voor BJT's, maar ja, het is nu geen echt probleem meer. Zelfs met 115mΩ was het 15% verschil in dissipatie niet verder zelfversterkend en hebben de transistoren de stresstests die ik heb gedraaid allemaal overleefd.

Hier is trouwens geen isolatiemateriaal gebruikt, het verschil in temperatuur wordt natuurlijk wel groter als de thermische koppeling verslechtert. Ik gebruik meestal de vuistregel om in de 'worst case' (maximale spanning over de transistoren en 100% dissipatie) een spanningsval van over de emitterweerstanden wil hebben van ongeveer de U_BE op dat instelpunt, wat een marge van ruim een factor 2 geeft ten opzichte van de huidige opstelling. Deze vuistregel laat ruim marge voor bijvoorbeeld isolatiemateriaal en blijft dus tot nader order.

Drift stroominstelling
Het bleef me een beetje ergeren dat de stroom zo verliep na een koude start. Op zich is 5% verloop geen drama, maar dat is meer dan ik kon verklaren met component toleranties en wat ik kon meten in de schakeling. Dus ik ben toch even op zoek gebleven.

Wat bleek? Als je de emitterweerstanden van de stroomspiegel direct aan de meetshunt soldeert worden ze warm gestookt door die weerstand en krijg je drift die, zo ver ik kan bedenken, door de asymmetrische verwarming van de weerstanden komt. Dan heb je je Seebeck-effect in die regio en krijg je veel grotere drift dan je redelijkerwijs kan verwachten van een kleine metaalfilmweerstand. Nu heb ik de weerstanden netjes naast de stroomspiegel op de print gebouwd en vanaf daar met draden aan de relevante 'nodes' verbonden, waar ze veel minder warmtelast zien. Een initiële test levert een verloop op van minder dan 1% na een koude start. De test was een beetje gehaast gedaan, maar het verloop is in elk geval flink verminderd.

20250725 Aanvulling: ik heb net vanaf een koude start getest en de stroom daalt van een initiële 4,46 naar 4,42A, wat net onder 1% is. Daarna blijft het wat zwabberen en dat lijkt mede met luchtstromen te variëren. De spanning over de shunt varieert nog veel minder, van 303,6 naar 303,1mV, dus minder dan 0,2%. Het merendeel van de drift komt dus zo te zien nog steeds van de meetshunt zelf, dus het verkleinen van hun waarde en het stabiliseren van de temperatuur zijn hier mogelijke oplossingen. Voor verdere tests zal ik het spulletje in een behuizing moeten hebben, maar dit resultaat is in elk geval voldoende stabiel om er niet bezorgd om te zijn.

Nadat ik ontdekte dat het grootste deel van de drift van de shunt kwam heb ik de geïntegreerde stroomspiegel vervangen met de discrete met de twee losse BC550 transistoren, en heb ik ze een "siliconen hoedje" gegeven om ze wat uit de wind te houden:

Met deze opstelling varieert de spanning over de shunt in mijn eerste test tussen de 303,0 en 302,3mV, wat een variatie is van 0,23%. De geïntegreerde stroomspiegel is hier duidelijk dus niet nodig voor de stabiliteit, zelfs met discrete componenten op een relatief warm bord is de invloed van de stroomspiegel klein.