Projectje: 24V voeding met foldback stroombegrenzing

Ik gebruikte ooit een serie van Dale weerstanden die zitten in een alu koelblok en kan je zo vastschroeven op de kast/koelblok/whatever/
Dit soort https://www.reichelt.nl/nl/nl/10watt-draadweerstand-serie-rh010-100-oh…

Mooie weerstandjes inderdaad! Ze hebben de 5W en 25W varianten nog wel, maar met €3,66 en €7,66 p/st een beetje buiten budget alleen voor 4 emitterweerstanden, dat is per stuk meer dan alle componenten die nu op het koellichaam zitten.

Omdat deze weerstanden allemaal grofweg hetzelfde gedrag vertonen en een positieve (ipv een negatieve) temperatuurscoëfficiënt hebben is het op zich niet erg om ze als emitterweerstanden te blijven gebruiken, ik heb nu alleen een externe shunt nodig om de stroom te meten.

Mijn volgende experiment zal waarschijnlijk een andere cementweerstand zijn, dit keer van LCSC:

Bron: LCSC

Deze heeft een echte datasheet en specificeert een temperatuursafhankelijkheid van ±260ppm/°C, potentieel 7x beter dan wat ik nu heb voor dezelfde prijs.

Ik mag die radiale opbouw wel omdat het minder ruimte inneemt op de print en op het koelblok. Ik had eerst een reeks 10mΩ blokjes (helaas zijn die nu op), en die waren superhandig om in experimentele schakelingen te hebben zitten om naderhand makkelijk stroomsterkte te meten.

Op 27 december 2020 18:10:26 schreef Kruimel:
... ik R15-18 niet meer kon gebruiken. ...

Die zijn dus overbodig en kunnen dus eventueel weggelaten worden, tenzij je weer knappe emittorweerstanden kunt scoren.

In de afgelopen dagen heb ik van wat rommelcomponenten een kleine tester opgebouwd om de stroombegrenzing te testen. Het is een kleine schakeling die middels een schuifregister telkens meer weerstanden inschakelt en zodra alle weerstanden zijn ingeschakeld ze weer om de beurten weer afschakelt. Het schema is als volgt:

Na elke cyclus wordt de klok even uitgeschakeld, omdat bij een 30V voeding de vermogensdissipatie te groot zou worden. Het ging me hier alleen om te controleren hoe de schakeling reageert op veranderingen in belasting, dus het genereren van een doorlopende zware belasting was niet de bedoeling.

Zo ziet de schakeling op een experimenteerprintje (uit dit topic) er uit:

De helft van de weerstanden is niet aangesloten, die had ik geplaatst in anticipatie van het gebruik bij lagere spanningen. Ik heb ook 4 LEDs toegevoegd om de werking van de schakeling te kunnen zien zonder oscilloscoop aan te sluiten. Er zit ook een LM317 regelaar op voor de voeding, maar eigenlijk denk ik dat een shuntregelaar logischer zou zijn. Dan kan ik hem aansturen met 5 of 6 Ni-MH cellen in plaats van 8. De schakeling trekt ~13,5mA, waarvan ~12,5mA door de ruststroom van de LM317.

Het is misschien een beetje een overbodige oefening om dit op deze manier te testen, maar het bleek uiteindelijk wel een leuk projectje. Ik had nog een reeks 74HC595's liggen die ik ooit voor bijna niets uit China heb gekocht.

edit: Foutjes in schema

Bij dezen een paar scoopbeelden:

Stroom gemeten over een 10mΩ shunt bij ongeveer 18V (20mV/div, 2ms/div):

Zelfde opstelling bij ongeveer 27V, hier zie je dat de stroombegrenzing te traag is, en hoe de foldback in actie komt (20mV/div, 1ms/div):

Hier een beeld van één van de stappen (20mV/div, 200µs/div):

Mijn plan is om de stroomregeling wat te versnellen door C9 te verkleinen. Ik weet niet hoe ver ik hiermee kan gaan, de stroomterugkoppeling heeft heel veel versterking dus dat zal waarschijnlijk experimenteel moeten worden bepaald.

Een probleem is dat mijn scoop op deze spanningsniveau's vrij veel ruist, en triggeren daardoor een beetje lastig is. De volgende stap zal waarschijnlijk het aanpassen van de meetshunt zijn. Ik kan nu de rimpel op de uitgangsspanning niet goed in beeld brengen.

Deze schakeling loopt nu zonder uitgangscondensator, en de beelden van de spanningsregeling zien er vooralsnog netjes uit. De stroomregeling vraagt wel om verbetering. Ik zal er waarschijnlijk uiteindelijk een Zobel netwerk aan hangen om de invloed van een kabel aan de voeding te verminderen. Liefst houd ik de capaciteit aan de uitgang zo laag mogelijk.

Nu net een 1nF condensator geplaatst voor C9, en dat lijkt op dit punt de laagste waarde die verstandig is (100mΩ shunt, 200mV/div, 1ms/div):

De stroomregeling reageert een stuk sneller, maar er blijft een zekere traagheid aanwezig en er zit wat oscillatie in de stroomregeling. Dit is met een heel kort stuk draad, en zal waarschijnlijk versterkt worden door enige lengte draad.

Wat ik eerst ga proberen in het toevoegen van een weerstand in de emitterleiding van de transistor in de 723 die de stroom begrenst om de versterkingsfactor van die transistor te beperken en twee diodes over de BE van Q9 om de maximale spanning die de voorgenoemde transistor op zijn basis kan krijgen. Daarmee vermijdt je de dynamische problemen van een feedback met twee potentiële dominante polen.

edit:
Wel, de weerstand alleen is niet heel behulpzaam, nu oscilleert de boel met ongeveer 75kHz in de stroombegrenzing (200mV/div, 1ms/div) :

De diodes toevoegen zal waarschijnlijk alleen de amplitude wat dempen, maar niet de oorzaak van het probleem oplossen, dus daar begin ik nu even niet aan. Misschien moet ik eerst eens testen zonder R30, die de foldback regelt. Ik kan zo snel niet verzinnen hoe de terugkoppeling is van de stroom naar de spanningsregeling, want dat zal ook wel invloed hebben.

Een andere (misschien aannemelijker) optie zou kunnen dat de stroomregeling met C9, en de spanningsregeling met C8 nu samenwerken om 90° fasedraaiing te genereren. Zonder de 1kΩ weerstand was de stroombegrenzingstransistor zo laagimpendant dat C8 in essentie onmerkbaar was voor de stroomregeling. Misschien moet ik beide vervangen met een enkele condensator van pin 13 naar aarde, zodat de compensatie voor beide stroom en spanning door dezelfde condensator kan worden gedaan en C9 in essentie vervalt (of wordt vervangen door een heel kleine waarde):

Dat moet wachten tot morgen, want dan moet ik ook de spanningsstabilisatie opnieuw controleren.

[Bericht gewijzigd door Kruimel op dinsdag 2 maart 2021 23:09:51 (42%)

Als je de 723 even uittekend in het schema wordt het wat duidelijker.
Iemand had dat schemaatje al eens gepost.
edit, dat was kris van damme

[Bericht gewijzigd door rwk op woensdag 3 maart 2021 11:00:05 (12%)

Hi Kruimel,

Ik heb wat moeite om je schema goed te lezen, ik heb nu verschillende delen van je schema samen met de opbouw van de 723 over mijn vier monitoren verdeeld.
Met C9 kan je goed de generatie verschijnselen stoppen maar ook je reactie snelheid gaat daarbij het raam uit.
Dat is een handeling die je contra intuïtief kan noemen, het is een veel gemaakte fout in het stabiel krijgen van lineaire voedingen als deze in stroom begrenzing gaan.
Daar zijn vele voorbeelden van te vinden in schema's als je er naar zoekt.

Q9 levert met R26 gewoon te veel gain voor je setup.
Je kan door een emitter weerstand de gain verlagen maar ook is het misschien nodig over R26 een serie schakeling van een R en een C parallelle te zetten,
dit om de HF gain te beperken.
De waarden zal je zelf mee moeten gaan experimenteren, zoek uit wat de minimale waarde is waarbij het stabiel is en denk daarna dan aan b.v. aan 2 a 3x zwaarder gecompenseerd.
Dat zorgt er dan voor dat in vele omstandigheden het ook stabiel blijft.

Voor de gene die het nog niet weten.
Generatie komt omdat er te veel fase verschuiving is in de hogere frequenties zodat je mee koppeling krijgt als je over het randje heen gaat.
Het is ongeveer het zelfde als je met je microfoon te dicht bij een luidspreker komt.
Zingt bijna altijd rond op de hogere frequenties.

Bij Kruimel zijn testsetup kan je als je de scoop probe goed plaatst, direct op de uitgangsklemmen, dan kan je zien als de stroom begrenzing gaat werken,
in hoeverre er dan uitslinger effecten optreden.
Het mag "natte vinger" niet meer dan 1-slinger zijn, dus goed gedempt, dat is meestal het geval vanaf 60 graden fase verschuiving, meer is mooier als het kan
maar het moet niet zo zijn dat de stroomregeling te traag wordt.

Groet,
Bram

Op 3 maart 2021 10:57:21 schreef rwk:
Als je de 723 even uittekend in het schema wordt het wat duidelijker.
Iemand had dat schemaatje al eens gepost.
edit, dat was kris van damme

Hey rwk, helaas heb ik geen bruikbare tekening in KiCAD, waarmee ik het schema heb getekend. Ik ben nog niet zo een KiCAD wizard dat ik er grafische elementen in krijg en gebruik gewoon het standaard bibliotheeksymbool. Mocht iemand zo een schemasymbool hebben sta ik er voor open het te implementeren. Voor mij is het immers niet veel overzichtelijker...

Op 3 maart 2021 11:48:57 schreef blackdog:
Ik heb wat moeite om je schema goed te lezen, ik heb nu verschillende delen van je schema samen met de opbouw van de 723 over mijn vier monitoren verdeeld.

Hey blackdog, ik had ook wat last om eerlijk te zijn, maar ken de 723 inmiddels zo goed dat ik met mijn enkele (!) monitor nog rond kom. Ik sta open voor suggesties om het schema overzichtelijker te maken (zonder een week aan het hannessen te zijn natuurlijk ).

Met C9 kan je goed de generatie verschijnselen stoppen maar ook je reactie snelheid gaat daarbij het raam uit.

Klopt, maar er moet een zekere compensatie worden geïmplementeerd, want de versterking is groter dan standaard en dan loop je snel vast. De spanningsversterker moet je immers ook compenseren om deze reden.

Dat is een handeling die je contra intuïtief kan noemen, het is een veel gemaakte fout in het stabiel krijgen van lineaire voedingen als deze in stroom begrenzing gaan.
Daar zijn vele voorbeelden van te vinden in schema's als je er naar zoekt.

Q9 levert met R26 gewoon te veel gain voor je setup.
Je kan door een emitter weerstand de gain verlagen maar ook is het misschien nodig over R26 een serie schakeling van een R en een C parallelle te zetten, dit om de HF gain te beperken.

Ik denk dat je daar niet helemaal gelijk hebt, het enige verschil tussen dit...

...en dit...

...is een enkele weerstand van 1kΩ:

Die weerstand beperkt de versterking van de interne transistor van de 723 best significant, en toch oscilleerde de schakeling alleen nadat ik hem toevoegde, en niet (veel) ervoor. Dit is geen versterkingsprobleem, maar een faseprobleem. De uitgangsweerstand van de transistor is zo ver toegenomen dat de spanningscompensatie een tweede 90° fasedraaiing in de lus vormt, en dat veroorzaakt zo te zien het probleem. Je suggestie voor het parallele RC netwerk zal zeker helpen voor HF instabiliteit, maar de frequentie van deze instabiliteit (75kHz) is te laag om door parasitaire componenten te komen. Als ik het gesuggereerde netwerk nu toevoeg zal het zeker mogelijk zijn het oscilleren te dempen, maar het systeem ook een stuk trager maken.

De waarden zal je zelf mee moeten gaan experimenteren, zoek uit wat de minimale waarde is waarbij het stabiel is en denk daarna dan aan b.v. aan 2 a 3x zwaarder gecompenseerd.
Dat zorgt er dan voor dat in vele omstandigheden het ook stabiel blijft.

Ja ik zal zeker wat meer marge nemen voor de uiteindelijke schakeling, maar op dit punt moet hij eerst stabiel worden natuurlijk...

Ik ga eerst eens testen met shuntcompensatie. Ik kwam er achter dat ik niet meer al te best was in het benodigde rekenwerk, want ik kreeg het niet meer voor elkaar de respons van de Millercompensatie die nu in het systeem zit uit te rekenen om vast te stellen wat een redelijke waarde zou zijn. Vooralsnog ga ik even uit van 1nF zoals ook gebruikt in twee van de voorbeeldschakelingen voor de µA723:

[2x verwijderd wegens ongeldig]

Ik denk dat een waarde van 4,7nF toepasselijker is omdat dit een 'common emitter' configuratie is zoals de shuntregelaar in de datasheet:

Bij dezen ook het huidige schema compleet:

En alleen het regelgedeelte:

En een .pdf versie en een datasheet bijgesloten.

Een dag later dan beloofd ben ik weer aan de slag gegaan, dit keer om shuntcompensatie te implementeren. De resultaten zijn beter dan eerst, maar nog niet optimaal. Allereerst het nieuwe schema:

Ik heb:

• shuntcompensatie geïmplementeerd;
• C9 verwijderd;
• R24 aan pin 11 verwijderd, die was al lang nergens meer voor nodig, ik heb het nummer hergebruikt voor de emitterweerstand aan pin 3;
• een RC schakeling aan de uitgang toegevoegd.

Het resultaat was een stuk beter (27V uit, 200mV/div, 1ms/div):

Er zit nog wat rommel in de stroomregeling (oscilleren op ongeveer 200kHz), en de flanken van de spanningsregeling zijn nog niet helemaal glad, maar er is vooruitgang. Op dit punt ben ik best tevreden, want dit is nog steeds zonder echte uitgangscapaciteit.

Volgende stap is iets te experimenteren met (de nieuwe) R24 om de stroomregeling wat rustiger te krijgen en de flanken wat mooier te maken. De RC schakeling deed heel weinig, wat me enigszins verbaasde, ik had verwacht dat het de spanningsregeling zou helpen door de AC versterking wat te verminderen.

Hier zie je de RC combi op de uitgangsweerstand gebeund:

Om verder te testen heb ik de testschakeling iets aangepast. Ik merkte dat ik last had met triggeren en het vergroten van de relevante effecten, daarom heb ik de frequentie van de tester verhoogd. Ook is het licht een beetje uit mijn scoop, en de lage herhalingsfrequentie begon het lastig te maken de golfvormen te zien, dus ik heb die ook wat verhoogd. Het schema is nu zo:

R3 is van 220k naar 100kΩ gegaan, en R4 van 47k naar 10kΩ. De snelheid van de "trap" is dus ongeveer 5x hoger, en de herhalingsfrequentie ongeveer 2x. Achteraf gezien had ik die ook 5x zo hoog moeten maken, maar ja, achteraf...

Dit is één van de eerste scoopbeelden (200mv/div, 200µs/div):

Tevens heb ik de belichting lager gezet om een wat contrastrijker beeld te krijgen. Een analoge scoop blijft wat lastig fotograferen.

Hi Kruimel,

Het is een mooi streven om een voeding te maken zonder uitgangs condensator.
Maximal stabiliteit maken zonder de uitgangs condensator is mooi, maar in de praktijk zal je toch die condensator aan de uitgang nodig hebben om de Ri van de voeding zeg boven de 1KHz laag genoeg te houden en de variatie van de uitgangsspanning zo klein mogelijk te houden.
Ik denk dat je de voeding ook goed stabiel hebben als deze geen mooie geschakelde weerstands belasting ziet.

Wat heb je er op tegen om een paar tesen te doen met b.v. 47uF over de uitgang?
Grote kans dat veel van je stabiliteits problemen zijn opgelost.

Wil e geen uitgangs condensator, dan zal je toch aan de 4-kwadrant voedingen moeten gaan beginnen,
zeg maar een hele dikke opamp die zo is opgebouwd dat hij een hele ruime fase marge heeft waardoor hij ongevoelig is voor capacatieve belastingen, dat is niet makkelijk...

Groet,
Bram

Op 27 december 2020 12:41:18 schreef blackdog:
Sine

Are you talking to me?, Are you talking to me?

Bram

Jij had toch al eens een dummy-load gemaakt ?

Hi Bram,

Ja dat is al weer zes jaar geleden, ik heb er twee ontworpen en een derde opgevoerd, hier onder de NE5534A versie.
Die velle kleurtjes heb ik ondertussen wel afgeleerd...

http://www.bramcam.nl/NA/NA-DL-5534/NA-5534-sch-27.gif

Dit is de start van het topic.
https://www.circuitsonline.net/forum/view/121338/1#highlight=dummy+loa…

Dummy Load die regelmatig in mijn topics te zien is.
https://www.circuitsonline.net/forum/view/106770/1#highlight=dummy+loa…

En dan heb ik ook nog de opgevoerde Jim Williams versie met een zeer grote bandbreedte.

Groet,
Bram

Toen je dat "are you talking to me" zei had ik me dat inderdaad totaal (nog) niet gerealiseerd, ik denk dat ik rond die tijd niet zo actief was op CO. Zelf heb ik ook een dummy-load, een heel simpele zonder enige poespas, ik kan alleen de stroom regelen en de fansnelheid:

Dit is het schema:

Traag, simpel en klein, daar kan ik geen topic mee vullen... Naderhand heb ik de originele transistoren (HUF76143) met HUF75345 moeten vervangen. Tijdens een test om de ratel in brugcellen te tonen op een 30V ringkerntrafo hebben die het begeven (U_DSmax=30V ). Een dummy load is voor tests op een foldback stroombegrenzing echter geen goed idee, want dan krijg je last met het hebben van 2 verschillende instelpunten die de voeding kan aannemen. Vandaar de tester met weerstanden.

Inmiddels heb ik deze tester nog wat sneller gemaakt en voor C2 een 4,7nF geplaatst. Nu zijn de onregelmatigheden makkelijker te zien (200mV/div, 50µs/div):

Nu kan ik er met behulp van het geheugenscherm op mijn scoop nog iets beter op inzoomen (50mV/div, 5µs/div):

Dit is nog steeds gemeten over een 100mΩ shunt.

Op 4 maart 2021 20:20:12 schreef blackdog:
Het is een mooi streven om een voeding te maken zonder uitgangs condensator.
Maximal stabiliteit maken zonder de uitgangs condensator is mooi, maar in de praktijk zal je toch die condensator aan de uitgang nodig hebben om de Ri van de voeding zeg boven de 1KHz laag genoeg te houden en de variatie van de uitgangsspanning zo klein mogelijk te houden.
Ik denk dat je de voeding ook goed stabiel hebben als deze geen mooie geschakelde weerstands belasting ziet.

Wat heb je er op tegen om een paar tesen te doen met b.v. 47uF over de uitgang?
Grote kans dat veel van je stabiliteits problemen zijn opgelost.

Daar heb je zeker gelijk in, ik wil nu alleen even kijken hoe ver ik kom in de 'worst case'. Ik heb nu (nog) geen goed plan: het stabiliseren van een regellus met 'foldback' is ook niet handig als je variabelen wil uitsluiten... Ik denk dat ik verdere stabiliteitstests zonder R30 (en dus zonder de 'foldback' karateristiek) zal doen, maar ik zal er nog wel even over denken.

Wil e geen uitgangs condensator, dan zal je toch aan de 4-kwadrant voedingen moeten gaan beginnen,
zeg maar een hele dikke opamp die zo is opgebouwd dat hij een hele ruime fase marge heeft waardoor hij ongevoelig is voor capacatieve belastingen, dat is niet makkelijk...

Ik denk niet dat dit per definitie nodig is. Als de stroombegrenzing op het punt dat de fasemarge voor de spanningsregeling een rol gaat spelen al ingrijpt ben je het probleem ook kwijt. Dan kan je elke maat condensator aan de uitgang hangen die je wil, want gedurende de tijd dat die aan het laden is doet de stroombegrenzing gewoon zijn werk en zijn alle overwegingen over spanningsstabilisatie irrelevant. Het integreren van de compensatie voor spanning en stroom helpt hierbij, omdat je spanningsregeling dan op de achtergrond niet kan verzadigen. Volgens mij is dat een belangrijke reden van 'overschoot' en instabiliteit bij voedingen die in en uit stroombegrenzing komen (waaronder deze slechts een paar posts geleden).

Op 3 maart 2021 11:48:57 schreef blackdog:
Q9 levert met R26 gewoon te veel gain voor je setup.
Je kan door een emitter weerstand de gain verlagen maar ook is het misschien nodig over R26 een serie schakeling van een R en een C parallelle te zetten,
dit om de HF gain te beperken.

Blackdog, je had gelijk: ik heb net een RC netwerk toegevoegd aan de collectorleiding van Q9 en het oscilleren is (ten koste van een minimale overshoot) totaal verdwenen (200mV/div, 50µs/div):

Het schema is nu zo:

Het is nog wel een beetje op de print gebeund, maar het zit vast:

Overigens denk ik dat ik het experimenteren met andere aspecten van de stabiliteit zonder 'foldback' zal voortzetten, dat is echt wel een doodlopende weg doordat je terugkoppeling genereert tussen spannings- en stroomregeling en dat zal waarschijnlijk problemen blijven geven tenzij je de stroomregeling bijvoorbeeld prio geeft.

Hi Kruimel,

Mooi dat mijn tip bij je werkte, nu nog een kleine zeg 47uF elco over de voedings uitgang.
Grote kans dat de overshoot de kop in wordt gedrukt.

Trowuens ook mooi dat je je scoop plaatjes beter hebt gekregen.
Ik weet nog dat ik in het begin flink aan het stoeien was geweest, dit om nette plaatjes van mijn Philips combiscoop te maken.

Het meten van de respons moet je doen op precies de zelfde plek als waar je sense draden vast zitten op je aansluitbussen.
En ik bedoel echt op de zelfde plek en niet 2cm verder op naar je belasting toe.
Dan kan je denken, 2cm wat maakt dat nu uit...
Nou dat is 4cm draad met inductie, ik heb zeer veel daar aan gemeten, ik bedoel ik heb die problemen zo vele mogelijk geprobeerd te omzijlen.
Het meten op de aansluitbussen waar ook je belasting aan zit is al een stap te ver.
Je wilt weten wat je regel electrononica kan, en daar horen geen extra zelfinducties en weerstanden bij.

Dus zo goed mogelijk op je sense draden meten, kan de voeding die je aan het testen bent meerdere Ampere leveren, zorg er dan voor dat je meetleidingen niet parallel lopen met de Ampere voerende bedrading naar je belasting.
De bedrading naar je belasting induceert dan foutsignalen in je meet leidingen en zelfs ook in je sense leidingen, bin there done that

Groet,
Bram

De respons is op dit moment nogal een draak hoor, alles is nu marginaal stabiel, en dat zie je aan alles. Ik heb een paar beelden gemaakt in het spanningsbereik. Dit is met 1nF voor C8. Dat is de laagste waarde die ik enigszins acceptabel vind. De probe zit op de uitgangsweerstand omdat die het makkelijkste toegankelijk is, maar dat zal nog niet optimaal zijn:

Op dit punt geen teken van een serieuze interne weerstand (al is het minimaliseren daarvan op dit punt nog niet mijn focus). De print was al opgebouwd met aandacht voor de sensepunten, dus dan verwacht je dat het in elk geval redelijk zal zijn. De spanning springt natuurlijk wel nogal bij elke keer dat er last bij-/afgeschakeld wordt, dit alles is met 29V uit en AC gekoppeld (2V/div, 50us/div):

Het blijft ook een beetje resoneren bij het stabiliseren, wat je goed ziet bij het schalen van de tijdsbasis (500mV/div, 10us/div):

Nog dichterbij laat het toe de resonatiefrequentie af te schatten, iets van 400kHz (500mV/div, 5us/div):

Al met al geen onverwachte zaken: zonder capaciteit aan de uitgang en op het randje gecompenseerd geeft flinke pieken bij lastwisselingen.

Wel ben ik uiterst tevreden over het feit dat dit werkt met een shunt van 0,07Ω, ik had instabiliteit en/of ruis verwacht hierdoor, maar dat lijkt reuze mee te vallen. Twee huis-tuin-en-keukentransistoren laten het toe om de 723 te gebruiken met een stabiele en gevoelige stroombegrenzing.

[Bericht gewijzigd door Kruimel op vrijdag 5 maart 2021 22:46:58 (12%)

Ok, weer een stapje verder, eerst het nieuwe schema:

Er is een hoop aangepast:

• Actieve stroombron toegevoegd om de uitgangsweerstand van de eindtrap te verkleinen;
• De emitterweerstanden van de eindtrap zijn verkleind om bovenstaande reden;
• Compensatie is aangepast naar Miller compensatie met een lagere versterking om te compenseren;
• Geen foldback meer maar een vaste stroombegrenzing van ~4,1A;
• R24 verwijderd, maar een diode toegevoegd omdat de stroombegrenzing te vroeg ingreep;
• De instelstroom voor de stroombegrenzing iets verhoogd;
• RC over de uitgang;
• RC in de compensatie;
• Verkleining van R28 van 470 naar 100Ω;
• Een mechanische verbouwing om ruimte te genereren voor de actieve stroombron en betere koeling;
• Vergroting van de voorschakelweerstand voor de fan.

Een groot deel van de aanpassingen was om de uitgangstrap zo laagohmig mogelijk te maken zonder idiote concessies te doen of dure componenten te gebruiken. Een laagohmige uitgangstrap verhoogt de kantelfrequentie van de R van de uitgangstrap en de eventuele C die je aansluit. Dus bij een gelijkblijvende lastcapaciteit zou de fasedraaiing van de uitgangstrap op een hogere frequentie in moeten treden waardoor je fase-ruimte genereert. Ik heb een RC serieschakeling gebruikt om de AC uitgangsweerstand tot een praktische waarde te beperken. Met die stroombron wordt die erg groot en is de AC versterking van de schakeling te groot en de 1kΩ lastweerstand op de uitgang was daarvoor te klein. Die is nu ook weg.

Een paar sfeerfoto's zouden niet misstaan natuurlijk, dus daar gaan we! Om de uitgangsweerstand van de eindtrap te verkleinen heb ik de 0,5Ω shunts op het koelblok elk met twee 0,33Ω zusjes parallel gezet om ongeveer 124mΩ per transistor te geven:

Daarna heb ik de ruimte rond de driver Q3 opgeruimd en een ruimer koelblok verzaagd om plek te geven aan de driver en de nieuwe actieve stroombron:

De aansturing daarvan moest via een klein dochterbordje gebeuren, er waren teveel componenten om allemaal op de hoofd-PCB te plaatsen, dit kleine bordje was meer werk dan ik wil toegeven:

Hier zie je het bordje op de PCB gesoldeerd zitten, precies uitgelijnd met de ribben in het koelblok, dit bordje zit nu heel stevig op zijn plek:

De foto's zijn in de loop van het proces genomen, dus er zijn sindsdien wijzigingen, maar dit is om een idee te geven van de situatie.

En met dank aan blackdog heb ik een heel goede ventilatie-regeling! Ik heb de instelling nu zo dat de fan onhoorbaar is in normaal gebruik, en zodra de temperatuur iets van 65-70°C wordt gaat hij met een milde overshoot sneller draaien. Zodra de last weg is wordt het binnen seconden weer stil!

Het is ongelofelijk hoeveel warmte die oude P4 koelertjes kunnen afvoeren trouwens. Ik heb uiteindelijk niet met 168W getest, in werkelijkheid werd het vermogen minder, maar op iets over de 100W bleef de fanspanning steken op ongeveer 9V en was het geluid best tolerabel.

Op het moment lijkt hij met een redelijk bereik aan capacitieve belastingen (marginaal) stabiel, maar er zijn nog wel lelijke responsies te provoceren. Worst-case lijkt nu een 220n filmcondensator.

Hi kruimel,

Mooi dat het steeds meer naar je zin wordt!

Ik heb vanavond nog een keer naar je gelijkrichter gekeken en wil er eens mee gaan testen.
Mar ik heb ook een vraag, is er een rede voor de LR645N3 regelaar die je gebruikt?
Da kan toch ook iedere 10 of 12V regelaar worden? of zie ik iets over het hoofd?

Heb je ook nog gekeken of de trafo resonantie verschijnselen heeft met het in of uitschakelen van de IRF1310 MOSFets?
Heb je ook nog getest of het zinninig is de 4K7 waarde van de Gate weerstanden nog wat kleiner te maken i.v.m. de Gate capaciteiten?
Misschien is deze waarde net "lekker" zodat er geen resonanties optreden bij het over gaan naar de andere fase...

Behalve met het mooie maar ook dure LT IC dat de zelfde functie heeft, heb ik deze schakeling nog nooit gebouwd en dus ook geen ervaring mee.

Groet,
Bram

Ha blackdog,

De LR645 heb ik gekozen wegens de spanningsbestendigheid omdat de trafo tot 42V levert, en dat kan een standaard 78Lxx regelaar niet aan. Ik heb wel gedacht aan een LM317L, wat kan omdat die alleen de spanning tussen in en uit "ziet", maar dan ben je de kortsluitbestendigheid kwijt. Deze zijn niet duur en heb ik een keer met een bestelling bij LCSC of TME mee gedaan. Op het moment zijn ze $0,47 per stuk als je er 10 koopt: Microchip Tech LR645N3-G .

Alle regelaars in de regio 6-18V kunnen volgens mij betreft worden gebruikt, het hangt voornamelijk af van wat je gate wil zien en kan hebben. Het basisontwerp van deze brug heb ik van een Wit-Russisch ontwerp op EEVBlog: DIY bench power supply PSL-3604. Daar wordt een volle brug gebruikt met 3 LM393s en een wat lagere spanning. Dat liet toe dat hij de ongeregelde trafospanning als voeding en een resistieve spanningsdeler voor de meting gebruikte en daar heb ik aanpassingen op moeten doen.

Wat betreft gatecapaciteit maak ik me geen zorgen. Op 50Hz verwacht ik geen grote problemen. Inschakelen is geen probleem want er zit toch een impliciete diode in de MOSFET, en uitschakelen gaat niet via de weerstand. Ik heb niet gemeten of het problemen geeft met pieken, maar het is een ringkern, dus ik vermoed dat het zichtbaar maken lastig zal zijn (voor mij). Ik heb dat eens geprobeerd toen we het hadden over de ratel in diodes, en toen merkte ik dat ringkernen aanzienlijk minder makkelijk spanningspieken geven. Op mijn scoop had ik toen best last om de probleempunten überhaupt te vinden. Als je wil kan ik er eens naar zoeken, maar ik geef geen garanties.

Dat LT IC dat je noemt (de LT4320) heb ik ooit gesampled naar aanleiding van dat je het indertijd in een ander topic noemde, en ze werken geweldig! Voor een halve brug zou het een beetje verspilling zijn (ze zijn inderdaad vrij prijzig), maar één van de twee heeft eens dienst gedaan in een andere experimenteervoeding. Dat bordje heb ik nog wel ergens liggen, dat bleef volledig koud met IRF2907 MOSFETs en de 3A die ik er toen uit trok.

edit: Nieuw topic hierover: Actieve gelijkrichterbrug.

Vandaag ben ik bezig geweest met het proberen stabiliseren van de spanningsregeling. Ik wilde een snelle responsie zonder resonantie bij het aanbrengen van aan capacitieve belasting, en dat lijkt nu redelijk gelukt.

Allereerst het schema:

Nu volgen een aantal beelden van de stapresponsie met de eerder gebouwde tester. Alles is met 50µs/div en 1V/div AC gekoppeld gemeten met de voeding op 29,3V (de max) ingesteld. De stroombegrenzing staat nu op 4,4A, en dat lijkt hij vrij aardig te regelen tot die waarde. Dat wil zeggen dat bij het inschakelen van de 8^e 47Ω weerstand hij net in de stroomregeling zou moeten schieten, en dat doet hij.

Zonder lastcapaciteit:

Met 470nF filmcondensator:

Met 6,8µF MKT:

En met een normale 220µF/50V elco:

Stabiliteit is dus nu relatief goed, de voeding lijkt niet heel erg onder de indruk te zijn van een flinke filmcondensator direct op de uitgang (wat mij betreft een 'worst-case' voor stabiliteit). Dat is een goed teken, want dat betekent dat het lastig zal zijn om iets aan te sluiten dat instabiliteit in de spanningsregeling provoceert.

Ook is de stroombegrenzing nu snel genoeg om de overstroom betrouwbaar te detecteren en bij te regelen. Daar zal ik nog extra tests mee moeten doen, want in tegenstelling tot de spanningsregeling is de stroomregeling juist gevoelig voor een inductieve last, en als ik straks een paar meter snoer aansluit zal dit wellicht niet stabiel meer zijn. Dat zal ik nog testen als ik de stroomregeling verder onder de loep leg.

Wel, ik denk dat ik er zo langzamerhand een eind aan ga breien. Ik heb voor de laatste versie de respons nog een klein beetje kunnen versnellen, blijkbaar lieten de aanpassingen die ik eerder deed toe de stabiliteit te houden bij kleinere compensatiecapaciteiten. Zoals een ware wetenschapper heb ik meerdere variabelen tegelijk veranderd...

Bij dezen het meest recente schema:

Ik heb de stroombegrenzing getest en alleen wat rariteiten gevonden toen ik een klos van 25m draad in serie met de tester aansloot. Er ontstond na het afschakelen van de laatste weerstand een zichzelf heel langzaam uitdempende resonantie van ongeveer 570kHz die ik niet heb kunnen verklaren:

Vermoedelijk zat er een soort resonantiemodus in de klos draad in combinatie met een stukje capaciteit in de tester of zo. Ik heb geen zin om mijn voorraad draad door te gaan fluiten om dit te vinden, dus ik ga er van uit dat dit zo een absurde belasting is dat het niet relevant is. Verschillende praktische lengtes kabels hadden weinig invloed op de manier waarop de voeding reguleerde.

Er gebeurde me wel iets onverwachts: deze voeding trekt onverwacht hete vonken. Het lijkt er op dat de snelle hersteltijd van de spanning ertoe leidt dat een vonk zichzelf makkelijker kan handhaven. Ik heb al een aantal testconnectors beschadigd door de 4,4A die de voeding levert te onderbreken:

De koperen haak in de zwarte connector is in minder dan een seconde volledig weg gesmolten toen ik hem ontkoppelde. Het geeft een soort TIG vonkboog die in sommige omstandigheden best lang kan worden gehandhaafd en erg veel vermogen blijkt te hebben. Ik heb het gereproduceerd met een los stuk draad en de stroomsterkte op de scoop geprobeerd te volgen, maar ik zag niets dat er op leek dat de stroom meer dan een fractie over de 4,4A ging. Dit had ik niet verwacht tegen te komen met deze stromen!

@ohm pi:
Ik heb nog even getest met een weerstand in serie met de middenaftakking van de trafo om de RMS stroom te beperken, maar ik had geen vermogensweerstand van geschikte waarde liggen. Ik heb het geprobeerd met 0,33Ω, maar dat is te weinig om echt invloed te hebben op de RMS stroom (minder dan 10% verschil), en een weerstand van 1Ω gaf zoveel spanningsval dat ik de 24V waar de voeding origineel voor was bedoeld niet meer haalde. Eigenlijk moet ik er eentje hebben van 0,47-0,68Ω in 25W behuizing, maar ik beschouw dit een beetje een doodlopende weg.

Ik ontdekte ook dat je met een P4 koeler met 4xTIP35 zonder veel moeite 145W weg kan stoken: de behuizingen bleven rond de 70°C terwijl de fan nog maar op 9V draaide. Dit neemt de nood weg te proberen extern vermogen kwijt te raken. De gelijkrichter wordt toch al niet blij van veel meer dan deze stroom trekken.

Heb ik er nog iets van geleerd?

• Deze stroombegrenzer heeft me positief verrast, nauwelijks problemen mee;
• Foldback met lage spanningsval gaat best goed, maar hoefte uiteindelijk niet;
• Na 50 jaar op de markt kan de 723 nog steeds een prachtig resultaat behalen;
• Synchroon gelijkrichten met deze spanning/stroom is op het randje zonder koeling, maar werkt probleemloos;
• De extra stroombron die nodig bleek produceert met iets van 2,5W teveel warmte, deze kan beter verderop gebouwd worden.

Ik denk dat ik voornamelijk onder de indruk was van de veelzijdigheid van deze stroomregeling. Dit was wat mij betreft de belangrijkste uitkomst van dit experiment. Uiteindelijk heb ik om pragmatische redenen gebruik gemaakt van 300mV spanningsval, maar met de foldback werkte het ook stabiel met 100mV.

Voor een volgende versie overweeg ik een geïntegreerde dubbeltransistor gebruiken om geen last te hebben van differentiële verwarming. Dan zal ik waarschijnlijk ook R29 vervangen met een potmeter en kijken hoe goed de stroom te regelen is. Als dat werkt heb je een prachtige labvoeding voor een paar standaardcomponenten extra! Dat ga ik hier alleen niet meer testen.

Addendum: Ik kon het niet weerstaan nog wat metingen te doen, en ik heb nog even gecontroleerd hoe behulpzaam D9 was voor het dynamische gedrag van de stroomregeling. Het motief voor het plaatsen ervan was om te voorkomen dat Q9 in verzadiging zou gaan en de stroomregeling zou vertragen. Dit effect is zichtbaar op de scoop bij het inkomen van de stroombegrenzing, maar daar is ook alles mee gezegd. Het effect is alleen te zien als je de diode bij het monitoren van je scoop in het circuit zet, dus ik denk dat ik hem bij de volgende versie weg zal laten.

Daardoor zou D11 ook niet meer nodig zijn. De interne stroombeveiligingstransistor kon niet helemaal gedeactiveerd worden door Q9 als die niet in verzadiging gaat, en daarom moest ik aan de emitter een zekere spanningsval introduceren die de ~0,2V die nu extra over Q9 stond te compenseren. D11 kan worden overbrugd als D9 weg is. Je ziet een sprong van ongeveer 100mA in de waarde van de stroombegrenzing, wat betekent dat er een sprong is van ongeveer 70mV in de U_BE van de transistors. Vermoedelijk is het Early effect van Q9 hier de oorzaak. Ik ben helaas vergeten te meten of de onbalans in de transistoren kleiner is met of zonder D11. In theorie zou het zonder D11 beter moeten zijn omdat Q8 en Q9 dan beide ongeveer één U_BE over hun collector en emitter hebben staan.

Ook de synchrone gelijkrichting bleek me bij een duurtest toch net iets te heet te worden: 110°C bij 4,5A uit, dus ik zal deze transistoren iets zwaarder moeten uitvoeren. Ze zijn nu kouder dan een diode zou zijn geweest, maar heter dan de naburige elco's fijn vinden (de dichtstbijzijnde werd 70°C). Ik overweeg een drietal 8,6mΩ IPI086N10N3GXKSA1 bij mijn volgende TME bestelling in te stoppen.