Philips NL 6832 sinus oscillator revisited

GCS = gemeenschappelijke collectorschakeling. Dus basis is in, emitter is uit: de GCS is de emittervolger.
PNP of NPN maakt daarbij niet uit, je krijgt dus nooit een 'collectorvolger'.

De spanningsversterking is natuurlijk te berekenen, maar behalve β heb je dan ook rbb' nodig. Er komt: A_V = (β+1)Re / ((β+1)Re + rbb').
Voor torren met een normale β is de benadering '1' prima; de andere onnauwkeurigheden in de schakeling zijn vaak groter.
Maar voor een old skool 2N3055 is '1' vaak wat optimistisch.

Ach ja die fout maak ik hele tijd, de G is van gemeenschappelijk en niet van geaard.

Beste mensen, bedankt voor alle raadgevingen, uitleg en adviezen. Het wordt ten zeerste gewaardeerd.
Uiteindelijk was mijn insteek om de schakeling als het even kan, oorspronkelijk te laten, met wat componenten parallel en/of in serie te schakelen om een mooie sinus tevoorschijn te toveren. Voor T2 zoek ik nog verder voor een exemplaar waarvan de hfE nog wat beter is, en anders gaat er voor T3 een BD exemplaar erin.

@bobosje, de spanning over C16-c17 is nooit hoger geweest dan de 23,67V, en is de max Uce van T3 ook niet overschreden.

@ohm-pi, temperatuur van T3 is ca 40°C, die van de trafo wel 48°C , en dat met een Uprim van 220Vac...

@maarten, een 6V -100mA zo uit m'n hoofd is een 8073D (zit in de B5S12A, die Zweedse plano. Eentje voor het HiFi-stereo logo, de ander verlicht het Philips embleem).

In dit onderdelen-pakket zit een echte 7121D.

Het tikken met de tor tegen het tafelblad doet wonderen: hFE =273!!
Deze tor gaat de anti-TinWhisker-beproeving ondergaan. Alle pootjes aan elkaar solderen en dan een opgeladen C (100n/630V) met dik 500V over de behuizing en de pootjes ontladen.

@Blackdog, uiteindelijk komt de BD139 erin, de AC187/01 is veel te temperatuur gevoelig.

Verslag van de meting met de BD komt hier te staan, maar het kan (als het tegen zit) wel pas over een maand of zo. andere prioriteiten..

Gr. Paul

Op maandag 23 juni 2025 09:28:50 schreef blackdog:
Hi,

Ik denk dat wat ik aangeef voor Q3 niet goed begrepen wordt...
Q3 is een emittervolger die er voor zorgt dat Q2 zo min mogelijk belast wordt Q2 levert namelijk de meeste versterking.
Iedere belasting van de collector van Q2 zorgt er voor dat de openloop versterking minder wordt.

Q3 zelf ziet een vrij grote belasting welke bestaat uit zijn emitter weerstand van 470Ω de uitgang potmeter van 220Ω en
de terugkoppelweerstand naar het lampje.
Deze vrij hoge belasting van de emitter van Q3 zorgt er voor dat de belasting van de collector impedantie van
Q2 door de basisstroom van Q3 niet helemaal vergeten kan worden, hoe hoger de hFE van Q3 des te beter.

dat is het nu net, je had het over open loop versterking, en dan hangen er geen tegenkoppelingen aan, dus geen zware belasting... de gain van T3 is één, dus geen rechtstreekse invloed op de opengain. Uiteraard vormt een tor met een grotere beta nog minder last, maar heel veel verschil maakt het niet. een 2N3055 heeft een zo lage beta dat het idd wel gaat opvallen.. maar die stond niet op het voorkeurlijstje..

Op maandag 23 juni 2025 02:22:12 schreef maartenbakker:
[...]
Omat het lampje als PTC geschakeld is, lijkt me dat verschil hier juist belangrijk. Vooropgesteld dat de schakeling inderdaad rond dat lampje ontworpen is, maar die kans lijkt me aanzienlijk.

aangezien het lampje snel is gaat het bij lage frekwenties de golfvorm mee gaan volgen (het gaat mee knipperen) daardoor neemt de vervoming ernstig toe, vandaar dat ik twijfel of het wel de beste keuze is.

Op maandag 23 juni 2025 14:53:43 schreef RAAF12:
Ach ja die fout maak ik hele tijd, de G is van gemeenschappelijk en niet van geaard.

om het nog eens te oefenen een kwisvraag.

schema van een zeer klassieke eindtrap (grundig SV50, 1963..). de onderste AD131 hangt met de emitter aan de ground, de bovenste AD131 met de collector aan de voeding... (negatief, uiteraard, PNP..)
In welke configuratie draait de bovenste AD131? (GES,GBS, GCS,..)

[Bericht gewijzigd door kris van damme op maandag 23 juni 2025 23:25:10 (13%)]

Op maandag 23 juni 2025 22:08:52 schreef keebrev:
@bobosje, de spanning over C16-c17 is nooit hoger geweest dan de 23,67V, en is de max Uce van T3 ook niet overschreden.

In je laatste (onderstaande) meting is Uce groter dan 15V geweest. De collector spanning was ca. 23V terwijl de emitter spanning op ca 1,9V lag en dat is een Uce van 21.1V.
Of de Tin-Whiskers in de transistor de oorzaak waren van de hoge Uce spanning en de transistor hebben beschermd tegen een defect dat is maar de vraag.
Of het tikken van de AC187/01 op het tafelblad de transistor weer tot leven heeft gewekt is ook maar de vraag, eerder had je de transistor ook op hFE nagemeten en toen bleek die ook "goed" te zijn.

met C6:
Uprim = 220,0 Vac, Uc16-17= 23,20 Vdc,
R3 = 1,009V
Lampje = 34,8 mV
Lampje + R11 = 245,9 mV
R16 = 1,888 V
R17 = 1,881 V
Uc16-17 na meting = 23,19V

Hi,

OK nog wat uitleg, Q2(TR2) is verantwoordelijk voor de meeste versterking in deze generator.
De versterking van Q2(TR2) is de impedantie aan de emitter, grofweg is dat 25/i-mA dit samen met de Rbb waar Frederick E. Terman het ook al over had.
Bij een goede DC instelling staat er ongeveer 12V DC op de collector van Q2(TR2), dan loopt er ongeveer 2,5 mA door R16.
De impedantie in Q2(TR2) emittor is dan zo rond de 10 Ohm, let op dit is natte vinger werk, of het nu 10Ω is of 18 is niet zo van belang voor de verdere uitleg.
Maar laten we wat ruimer nemen en 20Ω kiezen, de BC148 is namelijk geen super transistor met een hele lage Rbb.
Q2(TR2) versterkt dan 4700/20 is 235x, dat is dus de impedantie aan de collector(Even zonder de TR3 basis belasting) gedeeld door de impedantie aan de emittor.

Mooi, wat is nu de totale impedantie aan de collector van Q2(TR2), dat is zijn collector weerstand R16 van 4K7 en de belasting die de basis van TR3 veroorzaakt.
Weer even natte vinger werk dat is de emittor weerstand van TR3 parallel aan de 220Ω van de potmeter en het tegenkoppel netwerkje naar het lampje.
Met R13 in de middenstand kom ik totaal uit op rond de 65Ω impedantie.
Dat reflecteerd dat naar de basis toe als 65 x hFE van TR3.
Gebruik je een transistor met een hFE van 100x dan staat er aan R16 een weerstand parallel van 6K5 wat resulteerd in ongeveer 2K7 als collector impedantie.
De AC187 is trouwens wat gunstiger dan de BD139-16 series, daar de AC187 gemiddeld op of boven een hFE komt van 200 en de BD139-16 meestal rond de 180 uitkomt.
De gewone BD139 zit meestal rond de 120 wat hFE betreft.
Dus hoe hoger de hFE van TR3 hoe groter de openloop gain (minder belasting van de colector impedantie van Q2(TR2) )en dus een lagere vervorming.

En ja, ik heb meerdere aanpassingen geprobeerd in deze schakeling, i.p.v. een 4K7 weerstand een stroombron van rond de 4mA en ook een Darlington voor TR3.
Met een getunde DC instelling kwam ik an op een THD van minder dan 0,005%.

Maar de DC instelling is niet zo stabiel van het orginele ontwerp, te veel variatie ten gevolge van de Netspanning variatie en temperatuur drift,
waardoor het DC niveau op de collector van Q2(TR2) en de emittor van TR3 niet constant blijft en ik de aanpassingen ik dan ook niet meer zinnig vind.
De THD veranderd dus sterk met het DC instelpunt maar de verbeteringen door andere transistoren met een hogere hFE als je de DC instellingen niet constand houd.

Maar voor Q2(TR2) een moderne transistor nemen met een goede hFE en lage Rbb zoals de BC327-40 en TR3 een BD139-16 help je vervorming wel wat omlaag,
dit natuurlijk als je wat wilt experimenteren, maar het maakt de DC instellingen niet stabieler, dit omdat de schakeling AC gekoppeld is en er geen DC tegenkoppling is toegepast.

Dus ja, de hFE van TR3 is wel van belang, vooral voor de vervorming van het uitgang signaal als het instelpunt voor DC mooi in het midden ligt.

Als je de THD niet zo van belang vind, kan b.v. door het grote frequentie bereik deze generator hij zeker nuttig voor de gebruiker zijn.
Zoals ik al had aangegeven, vond ik het niet zinnig verder te sleutelen aan deze schakeling omdat met een audio opamp een beter resultaat te bereiken is tot zo'n 100KHz.

Groet,
Bram

Q3 kan worden vervangen door bijv. 2N3055 of BD135.
In de FFT's van de uitgangsspanning van het circuit zitten wat verschillen.

- Met de AC187 is de ruisvloer het laagst maar produceert toch wel ruis.
- Met een 2N3055 is de ruisvloer wat hoger, het nivo van de harmonischen is nagenoeg gelijk aan de AC187.
- De BD135 presteert iets beter dan de 2N3055, heeft een gelijke ruisvloer en met een lagere 2-de harmonische.

Alle FFT's zijn gemaakt met hetzefde NL5132 circuit en met dezelfde settings en geen enkele component aanpassing, in het circuit is alleen Q3 vervangen door de bovenstaande transistoren.

Onderstaand de FFT's.

FFT met AC187

FFT met 2N3055

FFT met BD135

Op zaterdag 21 juni 2025 15:45:46 schreef Bobosje:
ik vermoed dat Q2 en Q3 defect zijn.

Je hebt helemaal gelijk. Ik zat er volkomen naast.

Op maandag 23 juni 2025 23:18:24 schreef kris van damme:

om het nog eens te oefenen een kwisvraag.

In welke configuratie draait de bovenste AD131? (GES,GBS, GCS,..)

[bijlage]

Die draait is dezelfde configuratie als de onderste AD131, dus in Geaarde Emittor Schakeling. (of is het toch gemeenschappelijke ... ?)

[Bericht gewijzigd door ohm pi op dinsdag 24 juni 2025 18:24:05 (49%)]

Op dinsdag 24 juni 2025 18:14:07 schreef ohm pi:
Je hebt helemaal gelijk. Ik zat er volkomen naast.

Ik had beter moeten schrijven "Q2 en/of Q3".

Op maandag 23 juni 2025 02:22:12 schreef maartenbakker:
[...]
Omat het lampje als PTC geschakeld is, lijkt me dat verschil hier juist belangrijk. Vooropgesteld dat de schakeling inderdaad rond dat lampje ontworpen is, maar die kans lijkt me aanzienlijk.

De schakeling is ontworpen rond het Philips lampje maar het kan zijn dat andere lampjes het toch ook doen mits ze dezelfde warme-weerstandswaarde kunnen bereiken die hoort bij een bepaald ontwikkeld vermogen in dat lampje.
Tijdens oscillatie en bij een uitgangsspanning van 1Vt mag het Philips lampje een warme-weerstandswaarde (spreiding) hebben van ongeveer 19 tot 51 Ohm. Warme-weerstandswaardes buiten dit gebied doen het ook nog wel (tot op zekere hoogte) echter dan kan de uitgangsspanning niet meer op 1Vt met de instelpotmeter worden afgeregeld.

Zouden fabrikanten die 6V 50mA lampjes leveren veel verschillende mogelijkheden hebben? Ze trekken een wolframdraad in de juiste diameter en krullen die tot een spiraaltje.

Langere levensduur, minder en warmer licht versus kortere levensduur, meer en witter licht.

Ik weet niet of het loonde om als fabrikant verschillende varianten tegelijk te maken, dus het kan dat elke Philips 6V 50mA een 7121D is, maar er kan tussen merken en jaargangen dus wel verschil zitten.

Op vrijdag 27 juni 2025 13:10:48 schreef RAAF12:
Zouden fabrikanten die 6V 50mA lampjes veel verschillende mogelijkheden hebben? Ze trekken een wolframdraad in de juiste diameter en krullen die tot een spiraaltje.

Ja, een fietslampje moet vooral tegen trillingen kunnen. het stereolampje moet vooral een bescheiden inschakelstroom hebben, zeker in combinatie met de kleine, fragile Ge torren van toen. Ik heb het ooit eens gemeten, verslag staat ergens op het transistor forum. (was denk ik in 2012..)

Op vrijdag 27 juni 2025 13:10:48 schreef RAAF12:
Zouden fabrikanten die 6V 50mA lampjes leveren veel verschillende mogelijkheden hebben? Ze trekken een wolframdraad in de juiste diameter en krullen die tot een spiraaltje.

Het opwarmingsweerstandsverloop van het Philips lampje (en voor elk ander wolfram lampje) bij een nominale aangelegde spanning (voor het Philips lampje 6V) heeft een ander verloop dan het opwarmingsweerstandsverloop bij een lagere aangelegde spanning.
De schakeling gebruikt het opwarmingsweerstandsverloop bij een veel lagere aangelegde spanning over het lampje en stabiliseerd daarop. Dit stabilisatie punt ligt niet op het opwarmingsweerstandsverloop wanneer er 6V op het lampje zou staan.
Voor de schakeling gedraagt zich het Philips lampje als een lampje met een veel lagere nominale spanning waarbij de juiste warme-weerstandswaarde wordt bereikt. Men zou dus ook een lampje kunnen gebruiken dat bij deze lagere nominale spanning een nominale lichtsterkte heeft (fel brand) mits het lampje dan dezelfde weerstandswaarde heeft als het Philips lampje op het stabilisatie punt maar, zoals maartenbakker al aangeeft, is dat niet bevorderlijk voor de levensduur van dat lampje.

Misschien doet deze schakeling het beter met een 12V, 100mA lampje. Maar ja, wat is beter? Minder vervorming of kortere bounchtijd? Dat is voor iedereen anders. Dat wordt dus allemaal uitproberen.
De verwarming van het lampje gebeurt grotendeels door de gegenereerde wisselspanning en een heel klein beetje door de gelijkstroom van Q1 (of T1)

Op vrijdag 27 juni 2025 16:51:55 schreef ohm pi:
De verwarming van het lampje gebeurt grotendeels door de gegenereerde wisselspanning en een heel klein beetje door de gelijkstroom van Q1 (of T1)

Correct.

Het Philips lampje heeft een nominaal vermogen van 300mW (6V 50mA). Om een indruk te geven van het in het Philips lampje ontwikkelde vermogen tijdens oscillatie op het stabilisatiepunt bij een bepaalde warme-weerstandwaarde hier wat getallen:

Plamp_dc = 0.0414mW (0.1034mJ)
Plamp_ac = 1.7962mW (4.4905mJ)
Plamp_acdc = 1.8376mW (4.5939mJ)

De schakeling benut (afhankelijk van de warme-weerstandwaarde) minder dan het 1/150 ste deel van het totale nominale vermogen van het Philips lampje, zo weinig.

Toch wel interessant om te zien dat het zo'n verschil maakt.
Helaas kunnen we niet in de keuken kijken van de fabrikant wat zo'n lampje anders maakt. Dingen als, zijn er verschillende soorten wolfram, wat is de dikte en lengte van gloeispiraal, spoed van spiraal, brand het lampje op onder resp. overspanning.

https://sound-au.com/project179.htm

Hier wordt de beroemde R53 thermistor vervangen door een lampje, hij moet zowel het hele circuit omgooien om het goed werkend te krijgen.

Mer een duidelijke uitleg hoe het lampje werkt in zo'n oscillator.

[Bericht gewijzigd door RAAF12 op zaterdag 28 juni 2025 19:01:18 (16%)]

Even snel in LTSpice getekend en die doet het ook met het Philips lampje van 6V / 50mA.
Hoefde alleen R15 van 100Ohm naar 96Ohm te brengen voor iets meer gain en om de uitgangsspanning op 1Vt te brengen.

die doet het ook met het Philips lampje

Wat 'zit er in' het LTSpice-lampje? Kun je daarvan een netlist laten zien (of een schemaatje)?

Toen de thread begon heb ik eens zelf een lampje 'samengesteld' in de sim.

Het ziet er erger uit dan het is. ARB1 berekent uit U×I het vermogen. Dit vermogen gaat als 'warmtestroom' in de warmtecapaciteit C1 van de gloeidraad en de rest van de lamp. Weerstand R1 is de warmteweerstand naar de omgeving¹.

De spanning T stelt zo de temperatuur voor. V2 is de omgevingstemperatuur, bijvoorbeeld 300 K.
ARB2 neemt de temperatuur, bepaalt hieruit de weerstand van de gloeidraad², en daaruit en uit V1 de opgenomen stroom.

De formules zien er zo uit omdat ik alles universeel wilde houden.
Unom= nominale brandspanning (bijv. 6 V); Inom= nominale brandstroom (bijv. 50 mA); Tnom= nominale brandtemperatuur (bijv. 2700 K); Tamb= omgevingstemperatuur (bijv. 300 K); tau= tijdconstante van de lamp, bij mij even benaderd door 0,06 × Inom^0,54.

Het linker gedeelte mag 'zweven' (hoeft niet aan massa), zodat het model overal in een schakeling gebruikt kan worden. Voor de rechterkant (de warmtekant) was dat niet nodig; daaraan hangt verder nooit iets in de schakeling, al kun je wel de temperatuur T proben als je dat leuk vindt.

Dit model heb ik als module in een schemasymbool van een lampje gestopt, maar dat is hier niet van belang.

En that's it. Een 6V-puls van 0,1 seconde op het 6V/0,3W-lampje levert dit plaatje op:

En in de oscillator-tegenkoppeling werkt het ook.

--
¹Met ingewikkelder RC-combinaties kun je het warmtegedrag van de lamp beter benaderen, maar dat vond ik voor het principe niet nodig.
²Uitgaande van een constante temperatuurscoëfficiënt. Voor een betere benadering kan een ingewikkelder formule worden toegepast.

Kun je je 6V/50mA lampmodel eens simuleren in de Philips oscillator (zoals getekend in onderstaande afbeelding) op de plek van het lampje en bepalen welke warme-weerstandswaarde je lampmodel heeft bij een gestabiliseerde oscillator uitgangsspanning van exact 1Vt met R13 (de instelpotmeter in de Philips oscillator) op de middenstand 110 Ohm?
Neem voor RC van de Wienbrug 1k8 en 3,9nF (geeft ongeveer 22,6kHz) om de simulatie resultaten eens te kunnen vergelijken met die van mij. Neem voor Q3 een BD135 of ander soortgelijk type (een 2N3055 doet het ook.)

De DC-instelling is heel vreemd, zo zonder DC-tegenkoppeling. Met iedere nieuwe beta zou je opnieuw moeten gaan zoeken naar de juiste instelling.
Ik geloof bijna niet dat het schema inderdaad zo is...

Ik heb voor de voedings-serieweerstand de 39 ohm uit het schema aangehouden. Met 25 V krijg je dan voldoende ruststroom in de uitgangstransistor om - zonder clippen in de negatieve helft! - 1 V piek (2 Vpp) te krijgen, niet alleen op de emitterweerstand van 470 en de potmeter van 220 ohm, maar vooral op het circuit naar het lampje, dat veel laagohmiger is.

De frequentie is hier niet 23, maar 2,3 kHz - zo kon ik de staptijd wat langer nemen bij het rommelen. Een run op 23 kHz zag er daarna hetzelfde uit.

Met een tijdconstante volgens de vuistregel (0,06 × Inom^0,54) (ongeveer 11 ms) voor het lampje stabiliseert de uitgang zich onmiddellijk, snel en goed gedempt, naar 1 V als ik voor de potmeter (bij mij R10, sorry) ca. 37 ohm neem.
Om toch wát te zien, heb ik de tijdconstante eens verviervoudigd, en dat levert het 'graph' plaatje hieronder op.
Blauw= vermogen in lampje (met in olijf de gemiddelde waarde ingetekend), groen= temperatuur van gloeidraad, rood= uitgangsspanning.

Het derde plaatje is een detail van 'graph'. Leuk om te zien hoe het vermogen in het lampje in de ene helft van de sinus iets meer is (omdat dan de gelijkstroom meewerkt) dan in de andere helft (de gelijkstroom werkt tegen).
De vervorming, zover daarvan wat te zeggen valt, is in de orde van 0,1 %.

Nogmaals, met een Tau van 11 ms is er van bouncen niets te zien. Maar dat is saai.

--
Wat 'zit er in' het LTSpice-lampje? Kun je daarvan een netlist laten zien (of een schemaatje)?

Op zondag 29 juni 2025 21:43:50 schreef Frederick E. Terman:
De DC-instelling is heel vreemd, zo zonder DC-tegenkoppeling. Met iedere nieuwe beta zou je opnieuw moeten gaan zoeken naar de juiste instelling.
Ik geloof bijna niet dat het schema inderdaad zo is...

Ik heb voor de voedings-serieweerstand de 39 ohm uit het schema aangehouden.

Ik heb zo het donkerbruine vermoeden dat de impedantie van de transformator van de NL6832 niet geheel verwaarloosbaar is.
Maar ja, op enig moment waren die transformatoren op en heeft Philips de NL5132 met een andere transformator en een 220Ω ipv een 39Ω weerstand op de markt gebracht.

De DC instelling is zelf-biasing door R19 van 220 Ohm in serie met de voedingspanning (vergelijkbaar met een zenerdiode die wordt gebiased met een serieweerstand). De impedantie van de trafo doet er niet toe. (Zie het originele Philips schema voor R19, in mijn schema is dat per abuis R5 geworden).

De DC instelling ligt vast volgens de voor transistoren gebruikelijke formules van het Ebers-Moll model. Philips heeft daar goed aan gerekend. Het Philips schema werkt zoals het getekend is daar is geen twijfel over mogelijk.

Voor wat betreft de simulatie van Frederick, jammer dat je het circuit hebt moeten aanpassen om het werkend te krijgen, je 6V 50mA lampmodel bereikt namelijk niet de juiste warme-weerstandswaarde wanneer de instelpotmeter op 110 Ohm staat. Sterker nog, je kunt draaien aan de instelpotmeter maar je krijgt met jouw lampmodel het niet aan de praat zoals Philips het bedacht en berekend heeft met een echt 6V 50mA lampje.