Een paar jaar geleden was ik begonnen met het ontwerpen van een laagfrequente voorregeling voor een lineaire voeding. Dat is sindsdien een keer of 3 mislukt, en ik heb het bouwseltje toen in de bak met projecten waarvan ik niet wist wat ik er mee verder moest gegooid. Afgelopen weken ben ik er weer met tussenpozen en iets meer succes mee bezig gegaan, en wilde een paar van de ontwikkelingen delen voor de geïnteresseerden. 
Mijn idee was gebaseerd op een fase-afsnijdingsidee dat af en toe ter sprake komt, en dat ik voor het eerst zag in een oude Elektuur. Naderhand had blackdog er ook tests mee gedaan in zijn NA-01 labvoedingstopic. Het idee ervan is dat je een elektronische schakelaar (een MOSFET bijvoorbeeld) in serie zet met de gelijkgerichte spanning en de elco oplaadt tot de spanning de gewenste waarde heeft, en dan stopt met laden. Je lineaire regelaar zal dan minder spanning op de bufferelco zien en dientengevolge minder warm worden. De geïdealiseerde golfvormen staan er als volgt beschreven:
Het idee is best goed, maar met realistische componenten zitten er wat haken en ogen aan deze opzet. De stroompieken worden volgens het artikel een stuk hoger en korter waardoor de RMS waarde van de transformatorstroom groter wordt en je die zwaarder moet dimensioneren dan gewoonlijk. Het Elektuurartikel vermeldt een verhouding van 1:2 tussen uitgangsstroom en RMS stroom van de transformator met deze opzet. Een eventuele lekinductie van de transformator zal het leven van het schakelelement ook niet leuker maken, want dat geeft mogelijk erg grote spanningspieken. Bovendien zal alle opgeslagen inductieve energie daar worden gedissipeerd, wat de beoogde vermindering in opwarming van de regelaar mogelijk teniet doet.
Mijn plan was om een aangepaste opzet te kiezen waarin er aan de AC kant van de brugcel een seriecondensator is die doorlopend een zekere stroom doorlaat, en een schakelaar daar overheen die, wanneer die te klein is, de condensator overbrugt. Het vereenvoudigde principe is als volgt:
Dat vereist wel een iets geavanceerdere aansturing van de betrokken componenten omdat je de seriecondensator niet kan afschakelen en de aansturing daarmee iets "vooruit moet denken" om de spanning niet te ver op te laten lopen. Bij lage spanningen op de bufferelco zal de seriecondensator immers meer stroom doorlaten, waardoor er na het afschakelen van de schakelaar meer lading in de bufferelco terecht zal komen. Bovendien zal moeten worden gegarandeerd dat de schakelaar alleen inschakelt bij 0V over de seriecondensator. Het voordeel van dit systeem is dat nagenoeg alle energie die uit de transformator (en diens lekinductie) in de bufferelco terecht komt. Mijn huidige implementatie ziet er als volgt uit:
De seriecondensator bestaat uit twee 1500µF elco's in "anti-serie" die samen 750µF aan seriecapaciteit vormen. Dat lijkt vrij veel, maar de gebruikte transformator heeft een lekinductie van ongeveer 1mH, wat ook wel pittig is. Van deze transformators heb ik ooit een paar voor €2,50 per stuk bij Baco gekocht, en ik wilde de voorregeling voor deze transformators geschikt maken. Door de genoemde grote zelfinductie was dat nog best een uitdaging, want dat zorgde voor onverwachte problemen.
Deze schakeling is ontworpen om de ΔU over de regelaar altijd boven een volt of 3 te houden bij een maximale transformatorstroom van 3,5ARMS. Dat betekende een uitgangsstroom van iets meer dan 2,25A, waarbij ik heb geprobeerd met zo weinig mogelijk componenten rekening te houden met zo veel mogelijk variabelen:
- De spanning over de regelaar;
- De energie in de inductie;
- De verschillen in karakteristieken van de optocoupler;
- De max stroom van de optocoupler;
- Het besluitvaardig schakelen van de MOSFETs.
Een representatief beeld van wat de schakeling doet zie je in de spanning over de MOSFETs bij een ingestelde uitgangsspanning van 16V:
En de aansturing van de gates:
Na een goed aantal iteraties lijkt de schakeling vrij aardig te doen wat ik wil. Ik zal binnenkort nog wel een paar resultaten posten van de schakeling zoals ik die nu heb en een aantal pogingen tot verbeteringen.
Op dit moment is de buffercapaciteit kleiner dan ideaal voor een lineaire regelaar omdat ik hoopte daarmee de RMS stroom te verminderen, maar dat lijkt weinig uit te maken. Doordat de seriecondensator best een aandeel in de uiteindelijke stroom levert is de rimpel op de bufferelco net meer dan 5V in plaats van nabij de 7,5V die ik verwachtte. Voor een 20V trafo levert deze rimpel wel onhandig veel spanningsverlies op waardoor de maximale uitgangsspanning beperkt is. Boven de 16V ingestelde uitgangsspanning staat de regeling vol open en ontstaat er rimpel op de uitgangsspanning.
In elk geval deel ik deze (voorlopige) schakeling met jullie voor het geval jullie het interessant vinden om er ook mee te spelen.
Interessante opzet inderdaad 0.5x In is zo slecht nog niet, met een standaard gelijkrichter ben je ook beperkt tot 0.6x
Of de serie elco's ook zo blij zijn met dit soort gebruik is misschien nog een ander dingetje, de AC stroom die zo'n elco mag/kan verwerken is meestal beperkt. Op de oude philips "deukco's" hadden de max AC stroom er op gedrukt staan.
Dat is overigens wel een interessant scope spoortje om eens te bekijken, de stroom door de C.
Als je mosfets neemt waarvan je de parasitaire diodes mag gebruiken kun je overigens D3 en D4 uitsparen.
@Kruimel,
Je schakeling begrijp ik deels en ik denk dat ik iets zie.
R4 gebruik je voor de maximumstroombewaking door je bruggelijkrichter en Mosfets denk ik. Als dat zo is, dan is het volgens mij beter dat je de nul van de gestabiliseerde spanning aan het knooppunt van R4, R3 en C1 legt. Immers je bruggelijkrichter levert niet alleen stroom aan de afvlakelco maar ook stroom aan je spanningsregelaar en je belasting van je voeding.
Je regelaar krijgt het ook 'gemakkelijker'.
Transistor Q7 en en diode D12 heb je volgens mij niet nodig. R11 knoop je dan aan de basis van Q6 (samen met R10 en D11).
Op 1 april 2021 00:57:27 schreef Sine:
Op de oude philips "deukco's" hadden de max AC stroom er op gedrukt staan.
Er zit er zo een in mijn CO voeding, beetje groot model voor dat doel, maar wel mooi. In pre corona tijden gescoord op de radiomarkt in Beetsterszwaag (snif)
En dan natuurlijk een foto van de meetopstelling:
De schakeling staat uiterst links, rechts daarvan de batterijgevoede dummy load. De klemmeter toont de RMS stroom uit de trafo, de volgende meters achtereenvolgens de gemiddelde DC spanning over de regelaar, de stroom door de dummy load en de spanning op de uitgang.
Op 1 april 2021 00:57:27 schreef Sine:
Interessante opzet inderdaad 0.5x In is zo slecht nog niet, met een standaard gelijkrichter ben je ook beperkt tot 0.6x
In dit geval is het ongeveer 0,65x (vrijwel onafhankelijk van de geregelde spanning), maar beperkt tot een elcospanning van ongeveer 22V.
Of de serie elco's ook zo blij zijn met dit soort gebruik is misschien nog een ander dingetje, de AC stroom die zo'n elco mag/kan verwerken is meestal beperkt. Op de oude philips "deukco's" hadden de max AC stroom er op gedrukt staan.
Nee niet echt, ze kunnen er formeel gezien niet tegen. Zoeken naar een geschikte elco is een verhaal op zich, want deze (Nichicon PJ) zijn geschikt voor ~2A@100kHz, maar 20% minder op 120Hz, en geen gegevens op 50Hz en ze moeten werken met 3,5A. Het is hier gelukkig geen 105°C, en de elco's worden niet zorgelijk warm (handwarm). In deze datasheet kon ik geen correctiefactor vinden voor temperatuur, maar er zijn een paar Vishay typen die dat wel doen en dan zit je met 40° omgevingstemperatuur nog veilig. Ik beoog er meerdere in serie te zetten voor permanenter gebruik zodat de stroom omlaag gaat, maar geloof dat dit nog wel goed gaat nu. Deze waren in elk geval lekker goedkoop: €1,85 per 5 bij de Baco.
Dat is overigens wel een interessant scope spoortje om eens te bekijken, de stroom door de C.
Ik had daar eerst een shunt gepland, maar door een foutje bij het bouwen is die weerstand niet in circuit gekomen. Ik zal er binnenkort eens een shunt in beunen, want het is een interessant iets om te zien, maar de print leent zich er slecht voor... 
Als je mosfets neemt waarvan je de parasitaire diodes mag gebruiken kun je overigens D3 en D4 uitsparen.
Kijk nog eens... 
Het knooppunt van de condensatoren is niet op dezelfde potentiaal als de sources van de MOSFETs. Die diodes zijn er alleen omdat ik niet vertrouw op elektrolytische gelijkrichting bij het in serie zetten. Geen idee hoe en of dat werkt met moderne elco's.
Op 1 april 2021 01:19:15 schreef ohm pi:
Je schakeling begrijp ik deels en ik denk dat ik iets zie.
R4 gebruik je voor de maximumstroombewaking door je bruggelijkrichter en Mosfets denk ik. Als dat zo is, dan is het volgens mij beter dat je de nul van de gestabiliseerde spanning aan het knooppunt van R4, R3 en C1 legt. Immers je bruggelijkrichter levert niet alleen stroom aan de afvlakelco maar ook stroom aan je spanningsregelaar en je belasting van je voeding.
Je regelaar krijgt het ook 'gemakkelijker'.
Die weerstand is niet bedoeld voor het beschermen van de brugcel, die kan wel wat hebben. Echter, door de grote lekinductie van de transformator werd het regelen gebaseerd op alleen de spanning over de regelaar soms instabiel. De stroom door de trafo was dan bij het afschakelen van de MOSFET te groot en drukte de inductieve energie in (voornamelijk) de seriecondensator, en die kwam in de volgende cyclus als eerste in de bufferelco terecht waardoor die soms langere tijd helemaal geen extra lading meer nodig had. Daardoor schakelde de MOSFETs op sommige instelpunten zo veel als twee cycli niet in omdat de elcospanning nog op peil was. De trafo- en elcostromen werden dus heel piekerig en kregen een hoge RMS waarde, terwijl er meer spanning dan nodig over de regelaar viel. Het is dus nodig te compenseren voor de stroom door (de lekinductie van) de trafo zodat als die groot is, de MOSFETs eerder uitschakelen en wat werk over laten aan de volgende netspanningscyclus. De oplossing die ik hier heb gekozen om de (gewogen) stroomsterkte op te tellen bij de gemeten spanning over de regelaar lijkt goed te werken, maar de shuntweerstand en diens verhouding tot de andere weerstanden moeten vooralsnog experimenteel worden vastgesteld. Het is me nog niet gelukt het te berekenen zonder een beetje experiment en iteratie, maar je kunt vrij aardig inschatten wat een redelijk uitgangspunt is.
De spanningsslingeringen over de weerstand lijken beperkt (wat logisch is met 50mΩ en een piekstroom onder de 10A), maar ik heb de regelaar toch een eigen 470nF condensatortje lekker dichtbij gegeven. Mijn ervaring is dat spanningsregelaars redelijk gevoelig zijn voor impedantie aan de ingang. Nadeel is wel dat ik nu niet direct de grootheid meet waarvoor ik wil compenseren en lineair compenseer voor een kwadratisch effect, maar het lijkt een redelijke benadering. Het is alleen lastig is om juist geconfigureerd te krijgen voor elke combinatie van componentwaarden en gewenste spanningsval over de regelaar.
Transistor Q7 en en diode D12 heb je volgens mij niet nodig. R11 knoop je dan aan de basis van Q6 (samen met R10 en D11).
Daar heb je gelijk in, en dat heb ik op een bepaald punt ook overwogen, maar niet gedaan om de spanning waarop het inschakelen van de MOSFETs te minimaliseren. Als je R10 en R11 samen aan de basis van een transistor hangt vormen die samen een spanningsdeler en zal de drempelspanning 1,4V worden, en ik had liever niet dat de optie bestond elke cyclus op 1,4V nog in te schakelen.
Op 1 april 2021 02:47:43 schreef RAAF12:
Er zit er zo een in mijn CO voeding, beetje groot model voor dat doel, maar wel mooi. In pre corona tijden gescoord op de radiomarkt in Beetsterszwaag (snif)
Da's een mooie inderdaad! Groot is voor zelfbouw meestal geen issue. De datasheet van mijn elco's toont de max stroom gelukkig wel, en op een per microfarad basis kunnen ze ongeveer net zo veel stroom aan. Toch mis ik de tijd wel een beetje dat ze nog fatsoenlijk leesbare tekst op componenten plaatsten. Tegenwoordig heb je internet, maar dat is dan ook meteen nodig als je die cryptische codes moet ontcijferen, terwijl componenten als deze groot zat zijn voor iets meer informatie dan we hier krijgen.
Op 1 april 2021 11:20:05 schreef Kruimel:
Kijk nog eens...
Zonder diodes zou ik het ook niet aandurven.
Ik bedoelde dit:
Geen schokkende aanpassing verder.
Helaas werkt dat niet. Als je twee condensatoren in serie zet dan zal daar bij een klemspanning van 0V op dat knooppunt (minus) de helft van de piekspanning staan, terwijl er op de sources van de MOSFETs dan nagenoeg 0V zal staan. Het ziet er heel aanlokkelijk uit om ze te verbinden, mede ook door de indeling van het schema, maar in de praktijk gaat het niet. De diodes geleiden behalve bij de initiële laadpuls ook verder nooit en mogen kleine types zijn. De reden dat ze andersom getekend staan (met de positieve klemmen aan elkaar) was dat ik van plan was de schakeling met die spanning te voeden, maar dat is niet praktisch in deze omstandigheden.
edit: Wacht, het kan misschien wel... Als je dit doet gaat de schakeling zich wel duidelijk anders gedragen. Moet ik nog even over denken.
edit2: Volgens mij gaat dat niet werken. Voor zo ver ik kan zien gebeurt er het volgende:
- Bij het inschakelen laadt één van de elco's op tot een volt of 30;
- De volgende cyclus zal de andere elco opladen, en de lading van de eerste elco zal afnemen;
- Nu staat er op beide elco's spanning, afhankelijk van de grootte van de belasting staat op de ene of de andere elco spanning, en kunnen de MOSFETs nooit veilig inschakelen.
Om dit te laten werken moet de aansturing van de MOSFETs worden aangepast, je zult ze dan in elk geval los van elkaar moeten aansturen. Je kan dan effectief beschikken over de volle 1500µF, wat op zich zinvol kan zijn. Ik heb in een eerdere versie wel een keer een elco op beide poten van de transformator gehad die in essentie hetzelfde deed, maar de RMS stroom door de elco's werd er hoger doordat je ze om de beurten gebruikt en ik had wat problemen met het juist aansturen ervan. Daar gebruikte ik geen optocoupler om het mezelf nog extra moeilijk te maken. Niettemin interessant om even over na te denken.
edit3: Ik had nog een onafgemaakt ontwerp liggen gebaseerd op dit principe met een enkele MOSFET. Dit bleek te simpel om goed te werken. Prijsje voor de persoon die ontdekt wat er mis is met dit ontwerp.
benleentje
Golden Member
want deze (Nichicon PJ) zijn geschikt voor ~2A@100kHz, maar 20% minder op 120Hz, en geen gegevens op 50Hz en ze moeten werken met 3,5A.
De grootste stroom gaat toch gewoon door de schakelaars? Volgens mijn zien de condensatoren veel minder stroom.
florick
expert in percussive maintenance
Persoonlijk zou ik een SMPS voorregelaar pakken.
Ik heb zoiets ooit gebouwd met een TL1076 maar de meeste switcher ic's zijn bruikbaar.
AN101F van Jim williams ook eens lezen, staat veel nuttige informatie in.
Voor een commercieel product zou ik waarschijnlijk ook eerder proberen om een "stille" SMPS te maken dan een 50Hz voorregeling, maar dit is zo een ding dat al jaren af en aan in mijn hoofd speelt en waarschijnlijk het rationele al heeft overstegen. Op dezelfde manier heb ik laatst nog een voeding gebouwd met een 723... 
Die 'application note' had ik wel van gehoord, maar nog niet gelezen. Die zit nu in mijn downloads.
Op 1 april 2021 17:49:59 schreef benleentje:
[...]De grootste stroom gaat toch gewoon door de schakelaars? Volgens mijn zien de condensatoren veel minder stroom.
Ligt aan de ingestelde uitgangsspanning. Onder de 5V uitgangsspanning (≈10V op de bufferelco) wordt de volle stroom geleverd via de seriecondensatoren en dat wordt progressief minder tot ongeveer 17V uit waar de schakeling de MOSFETs de hele tijd aan houdt. Dat kantelpunt wordt lager als je kleinere condensatoren gebruikt en kan in theorie onder het niveau zitten dat de schakeling standaard werkt.
Op 1 april 2021 11:44:09 schreef Kruimel:
edit3: Ik had nog een onafgemaakt ontwerp liggen gebaseerd op dit principe met een enkele MOSFET. Dit bleek te simpel om goed te werken. Prijsje voor de persoon die ontdekt wat er mis is met dit ontwerp.[bijlage]
Ik zie twee bruggelijkrichters parallel staan. De linker wordt direct gevoed vanuit de transformator en de rechter wordt gevoed via twee condensatoren. Als de spanningsregelaar zwaar belast wordt, dan wordt de buffercondensator nauwelijks opgeladen als de MOSFET niet geleidt. Over C4C6 staat een hoge spanning, want die wordt geladen door de linker bruggelijkrichter. Het gevolg is dat er bij zware belasting altijd een gelijkspanning over de MOSFET staat. Je kan hem nooit inschakelen, want dat mag alleen als de spanning over de MOSFET 0V is. Q1 zal overigens niet lekker werken, want de toegestane spanningdrop over de regelaar is afhankelijk van de spanning over de bufferelco en de spanning over de bufferelco is weer afhankelijk van de gewenste uitgangsspanning.
Ik zie ook een thyristor Q2/Q4, maar hoe die ontstoken wordt en gedoofd wordt zie ik niet. Ik zie ook een flipflop Q1/Q2 maar hoe die geset en gereset moet worden snap ik ook niet.
Mag ik door voor de koelkast?
Edit nav opmerkingen van Kruimel:
C4 moet zijn C6.
Petje af, ik ben je een biertje schuldig (de koelkast houd ik als je het niet erg vindt )... Om dit te ontdekken heb ik (een oudere versie van) de schakeling moeten bouwen en me een kaal hoofd moeten krabben... 
Het probleem is echter voornamelijk als er een lage spanning over C3 staat (ik neem aan dat je die bedoelde, er is geen C4 in dit schema).
De afhankelijkheid van de spanning over de bufferelco zit ook in het nieuwere ontwerp, en heeft te maken met het feit dat er meer stroom door de seriecondensator(s) komt na het afschakelen bij een lage elcospanning (dit circuit is voornamelijk om Q1 uit te schakelen, inschakelen gebeurt impliciet zodra er geen spanning meer over Q1 staat). Je moet het afschakelpunt dus laten afhangen van de hoeveelheid extra lading die je in de cyclus erbij verwacht. De equivalente weerstand van de weerstandsdeler bepaalt vervolgens hoeveel extra spanningsval je vervolgens nodig hebt om de schakelaar te triggeren. Uitgaande van 2mA en R1//R2≈4k is dat ongeveer 8V+1*UBE extra (misschien wat veel). Uitgaande van 30V op C6 gaat er 1,3mA door R4 en heb je ongeveer 0,7mA nodig. Met een equivalente weerstand van R1//R2≈4k gaat het om 2,8V+1*UBE.
De thyristor Q2/Q4 triggert bij ongeveer 2mA en zal Q1 deactiveren en de spanning op diens "anode" naar beneden trekken en de stroom door R3 doen toenemen en daarmee een hysterese geven (wellicht teveel zie ik nu, 33k of 47k voor R3 was toepasselijker denk ik) door de stroom op te laten lopen van 1,3mA naar 2mA. Hij is zelfdeactiverend als R3 groot genoeg is, maar altijd voldoende stroom doorlaten om Q1 open te sturen als Q2 het toestaat. Met minder dan 2mA door R4 en minder dan iets van 0,8V over Q1 zal die vrijgelaten worden om ingeschakeld te worden.
Overigens heb ik deze exacte versie alleen als concept getekend en heb hem nooit helemaal gebouwd (de twijfel over weerstandswaarden komt hier vandaan). Alles wat ik hierboven zeg is dus speculatie tot het getest is!
Net heb ik R5 verlaagd van 33 naar 22Ω, de gegeven CTR van de optocoupler klopt zo te zien alleen maar als er 10V over staat, en niet voor het lagere bereik. Nu schakelt de gatespanning van de MOSFETs veel strakker af en is de jitter op het triggeren nagenoeg verdwenen. Voor optocouplers met een lagere CTR zal deze weerstand verder moeten worden verlaagd.
Op 1 april 2021 00:57:27 schreef Sine:
Dat is overigens wel een interessant scope spoortje om eens te bekijken, de stroom door de C.
Net een shunt geplaatst tussen de elco's en dit is het resultaat bij een uitgangsstroom van 2,5A (2A/div, 2ms/div):
5V uit
10V uit
15V uit
17V uit
17,7V uit
Tussen welke elkos, wat is de shunt weerstand, en wat is je scoop instelling en probe, hoewel het raster niet meer te zien is op de fotos is er nog wel wat in te schatten.
edit, aanvulling, die gap in het signaal heb je ook als je met een lastrafo fase aansnijding doet, dat komt door de faseverschuiving, die hadden een cosphi van somsvaak minder dan 0,6, een grote blindstroom dus.
Het lijkt er dus op dat je de energie die je niet gebruikt terug stuurt het net in (met de serie condensator), en dan krijg je ook een grote rms waarde van die stroom zoals je meet.
Dit was het antwoord op de geciteerde vraag van Sine, om de stroom door de serie-condensator te meten. Dat zijn in mijn geval twee elco's C2 en C3, en ik heb een meetshunt van 10mΩ tussen beide geplaatst. Dat is meettechnisch niet de meest logische plek, maar op de print was het makkelijker. Zo dus:
Mijn probe stond op 1x, en de scoop stond op 20mV/div en 2ms/div, dit staat reeds in mijn post omgerekend tot 2A/div, en komt op hetzelfde neer. Het raster is alleen op de eerste en laatste foto te zien (foto's maken van een analoge scoop is soms lastig), maar de boven- en onderkant van het scherm staan op 4 divisies van de centerlijn en de stroom piekt op ~8A.
De RMS waarde die ik meet is helemaal niet groot voor de standaard indeling met een brugcel en een elco, daar is de gemeten stroom meestal iets van 2x de afgenomen gelijkgerichte stroom. Men zegt vaak wel dat het minder is, maar in de praktijk neem ik dat met transformators van >50VA en een praktische waarde voor de bufferelco nauwelijks waar.
De stroom gaat niet per definitie terug het net in, dat is alleen het geval als er over de seriecondensator meer spanning staat dan over de bufferelco, dat gebeurt bij een uitgangsspanning van een volt of 9 of minder. Dat kan je aan deze traces alleen niet zien, en de lekinductie van de transformator maakt dat eigenlijk alleen goed zichtbaar aan de primaire kant van de trafo, waar ik niet kan meten.
Om te tonen wat de invloed is van zelfinductie en hoe de stroom en spanning op elkaar gesynchroniseerd zijn heb ik nog een paar beelden van de spanning en stroom over en door de trafo, gemeten met behulp van het geheugenscherm en op 10A/div (bovenste trace), 20V/div (onderste trace) en 5ms/div:
5V uit
10V uit
15V uit
17,7V uit
En nog even een referentieplaatje bij onbelaste trafo met dezelfde instellingen:
Er is een kleine ruststroom van ordegrootte 100mARMS door de trafo. Ik heb niet uitgezocht precies welke componenten hiervoor verantwoordelijk zijn, mijn meettang heeft op dit bereik zo te zien ook wat last van het strooiveld van de trafo.
Interessant inderdaad ...
Het is eigenlijk pas bij een 10V dat het ding wat hoeft te gaan doen, daar onder is de Xc genoeg om het geheel te voeden.
Het nadeel blijft de elco. Een MKT is ook maar praktisch tot een 20uF oid zonder belachelijk groot te worden.
Heb je nog getest wat het ding doet met een (veel) kleinere C?
Je hebt gelijk wat betreft de elco, in dit bereik is de stroom eigenlijk te groot voor standaard typen. Ik heb het wel getest met iets kleinere capaciteit, maar het resultaat was vergelijkbaar, maar de gebruikte elco's (1000µF/63V NCC LXV) waren groter, maar minder geschikt voor deze stroom.
Voordeel van deze opzet is dat het hele schakelgedeelte in theorie naar de primaire kant kan worden verplaatst, want dan komen de verwachte stromen veel beter overeen met wat een elco kan hebben aan rimpelstroom. Het is makkelijker om 700mAp door een 120µF/400V te sturen dan 8Ap door een 1500µF/35V type. Ze zijn wel 10x zo groot. Ik heb echter geen goede meetaccessoires om aan netspanning te meten en doe het liever niet.
[edit@20250912]: Bij het herlezen zie ik dat deze getallen niet kloppen, het primair zou de capaciteit 2x12µF worden en zit je met ongeveer dezelfde kleine selectie aan componenten die deze stromen aan kunnen. De maten van dergelijke componenten zijn vergelijkbaar. Het kan dus nog steeds, maar heeft geen voordeel dat ik kan bedenken.[/edit]
Nadeel hier is de lekinductie van de trafo van ongeveer 1mH (secundair gemeten), wat bij 8A neer komt op 32mJ, wat op zichzelf al genoeg is om de bufferelco van 3mF op te laden van 0 naar 4,6V. Ik heb ooit eens in een andere opstelling getest met een stel 22µF keramische condensatoren die ik had, maar dat is veel te weinig. Je ziet op de meeste van spanningsgolfvormen dat de piekspanning op de trafo toegenomen is ten opzichte van onbelast (!) tot een volt of 36, en dat is met een seriecapaciteit van 750µF. De trafo "ervaart" dus 600µF om de inductieve energie in te ontladen als de regeling de MOSFET's afschakelt, maar dat is te weinig om te verhinderen dat de spanning toch piekt boven de natuurlijke piekspanning van de transformator van ongeveer 28V. Als de regeling vol open staat is de piekspanning nagenoeg exact de verwachte 28V. Ik vermoed dat veel minder dan 250µF seriecapaciteit tot onpraktische spanningen gaat leiden in het regelbereik.
edit: Zojuist heb ik de 3000µF buffercondensator vervangen met 4500µF en een minimale toename in RMS stroom vastgesteld. De buffercapaciteit lijkt daar weinig invloed op te hebben en de stroom wordt waarschijnlijk voornamelijk bepaald door de lekinductie en spoelweerstanden van de trafo.
Als je interesse hebt in de elektuur printen..
Ik heb het project nog ergens liggen...
Da's vriendelijk van je aangeboden, maar ik ben nu goed op weg om het ontwerp te verbeteren en dan maak ik er zelf wel een printje voor. Met deze trafo gaat dat ontwerp in elk geval niet werken omdat ze daar gewoon de stroom "uit zetten" elke cyclus, en dan gaat de MOSFET niet lang leven met deze ordegrootte lekinductie.
Het is verder wel een sympathiek klein voedingkje met 2x20V/1,25A en digitale uitlezing. Misschien is er wel een geïnteresseerde beginnende bouwer die er nog wat mee wil (en de CA3161 en 3162 nog ergens kan krijgen).
Op 2 april 2021 15:41:20 schreef Sine:
Heb je nog getest wat het ding doet met een (veel) kleinere C?
Net heb ik even gezocht en vond twee 220µF/63V Panasonic FC condensators die ik er even ingesoldeerd heb. De resultaten zijn met een uitgang op 10V/1A, omdat de compensatie niet lekker werkte met de nieuwe componentwaarden.
De trafospanning en -stroom op de scoop (20V/div, 10A/div, 5ms/div):
De spanning over de samengestelde seriecondensator (10V/div, 2ms/div):
Je ziet dat met een effectieve capaciteit van 110µF de spanningsovershoot best significant is. De trafo piekt op iets van 35V, en dit is nog maar met 1A uit (4A piek uit de trafo). De capaciteit moet voor dit doel zo te zien duidelijk groter. De snubber moet ook beter. Weet iemand hoe je berekent wanneer een RLC serieschakeling kritisch gedempt is?
Op 2 april 2021 16:15:34 schreef Kruimel:
De trafo "ziet" dus 600µF om de inductieve energie in te ontladen.
Die ziet ie pas als de spanning boven de spanning van de bufferelco komt, nu is het geheel inductief, dus dat zal hij wel vrij snel bereiken.
Ik vermoed dat veel minder dan 250µF tot onpraktische spanningen gaat leiden.
Als gezien je de C's onderling kunt loskoppelen kun je er vrij makkelijk een ander C-tje over hangen om eens te kijken wat er dan gebeurt. Ik heb daar geen idee bij eigenlijk.
Op 2 april 2021 17:10:01 schreef Kruimel:
Weet iemand hoe je berekent wanneer een RLC serieschakeling kritisch gedempt is?
Gelukkig weet Google het. Ik heb het 50 jaar terug wel geleerd, maar er nooit iets mee gedaan.
Voor een RLC-seriekring geldt: (R/2)wortel(C/L) = 1
Kijk, dat is handig om te weten, ga ik eens mee rekenen.
Op 2 april 2021 18:25:42 schreef Sine:
Die ziet ie pas als de spanning boven de spanning van de bufferelco komt, nu is het geheel inductief, dus dat zal hij wel vrij snel bereiken.
Het is me niet helemaal duidelijk wat je bedoelt. De transformator ziet best een groot deel van de cyclus de seriecapaciteit, je kunt in de scoopbeelden zien wanneer. Dit is de sequentie van gebeurtenissen die ik zie:
- De trafo "ziet" de seriecapaciteit zolang de serie-C aan het ontladen is;
- Daarna schakelt de schakelaar in en "ziet" hij de capaciteit van de bufferelco;
- Als de schakelaar dan weer afschakelt zal de trafo de serieschakeling aan capaciteit weer zien tot de inductieve energie op is;
- Pas daarna zal hij "niets" (0µF) meer zien omdat de brugcel niet meer in geleiding is. Hier resoneert het ook een beetje, vermoedelijk met de snubber R13/C6, dat is op het scoopbeeld niet zo goed te zien en dempt enigszins weg.
Ik heb de stappen ingetekend in het scoopbeeld, omdat je ze vrij duidelijk kan herkennen:
De bedoeling was de stroom nooit te onderbreken als er stroom door de trafo loopt, en dat is gelukt, maar bij 110µF seriecapaciteit stijgt de piekspanning op de transformator IMHO al erg hoog, en dat wordt alleen erger met grotere stromen.
Als gezien je de C's onderling kunt loskoppelen kun je er vrij makkelijk een ander C-tje over hangen om eens te kijken wat er dan gebeurt. Ik heb daar geen idee bij eigenlijk.
Klopt, mijn specifieke experimenteerprintje leent zich er alleen slecht voor omdat ik niet voorzien had daar met de capaciteit te spelen. Ik mik voor de volgende versie op een serieschakeling van vier elco's om een effectieve seriecapaciteit van 375µF te genereren.