FM stuurzender voor 3,5mtr. band

In het vorige topic van Rob007 heb ik al het één en ander gepost over mijn zendertje op 86MHz, maar het heeft wat bandbreedte zodat het tot ongeveer 95MHz bruikbaar is. Het is tijd geworden om maar een apart topic hierover aan te maken. Ik behandel niet alles in één keer, maar stap voor stap, om te beginnen bij de oscillator

welke oscillator

Een hobby van mij, of eigenlijk meer een uitdaging is om een zo frequentie stabiele oscillator te verkrijgen, waarbij ik diverse soorten heb geprobeerd. Een tijdje was ik ervan overtuigd een zeer frequentie stabiele oscillator te maken met een Väckar oscillator. Dit lijkt op een Colpitts oscillator, waarbij de kring is opgenomen tussen de collector en de basis. Väckar heeft de Colpitts wat aangepast en het is een frequentie stabiele oscillator, maar eigenlijk meer voor HF frequenties als voor de VHF. Vorig jaar heb ik een tweemeter ontvanger gemaakt en voor tijdelijk heb ik er een VCO ingezet, dus een VFO met varicap afstemming. Dat deed ik met een Clapp oscillator, welke erg frequentie stabiel bleek te zijn, maar pas na een drie kwartier te zijn ingeschakeld. Zoals jullie weten zijn de FM kanalen op twee meter maar 6,25kHz breed, dus wanneer de VCO er een paar kilohertz ervan af staat dan is dit al merkbaar. Ik vond de frequentie stabiliteit beter als dat van een Colpitts was of van een Väkar oscillator. Nu heb ik daarvoor wat trucjes toegepast wat de frequentie stabiliteit bevorderd.

De capacitieve spanningsdeler C1 en C2 had ik voor tweemeter op C1=18pF en C2=27pF, dit oscilleerde op ongeveer 155 MHz , 10,7MHz MF plus bovenmenging.
Nu voor 86MHz had ik voor C2=68pF en voor C1=39pF. Zou ik voor C1 nu 33pF nemen dan is de koppeling tussen gate en source bijna precies 1:3. Bij een koppeling van 1:2 dat is wanneer beide koppelcondensatoren dezelfde capaciteit hebben, de frequentie stabiliteit minder goed is. Waar het nu om gaat is dat we een zo klein mogelijke invloed hebben van de tuning condensator, welke we groter maken in capaciteit als de totale serie capaciteit van C1 en C2. Voor de rest is de capaciteit tussen de gate en de source bepalend voor de frequentie stabiliteit, deze maken we ongeveer 50 ohm reactantie. De tuning condensator maken we voor de hoogste frequenties ook ongeveer 50 ohm reactantie. Voor de laagste frequenties kan deze wel 25 ohm reactantie zijn.

Het voordeel van deze oscillator is dat deze behalve goed frequentie stabiel is, ook hetzelfde aan uitgangsspanning geeft over het gehele bereik, dus een constante output over het hele bereik. Bij andere oscillatoren, heb ik dat wel eens anders ervaren. De voedingspanning is hier zo laag mogelijk, om de stabiliteit te bevorderen. Maar ook een hogere voedingspanning maakt hier helemaal geen verschil, omdat de Fet een bepaalde stroom trekt welke onafhankelijk is van de voedingspanning. Voor de drivers is een spanning van 5 Volt ook voldoende, dit omdat ik lage collector belastingen wil hebben en op bijvoorbeeld 9 Volt worden deze veel te hoog. Dus nogmaals, het verhogen van de voedingspanning van de oscillator zal niet bijdragen voor een hogere output. In mijn ontwerp is C1=39pF en C2=68pF. De emittervolger als buffertrap koppelt de hoge impedantie uitgang van de oscillator met de lage uitgang impedantie van de emittervolger. De emitterweerstand is hier 390 ohm, ik vond de emitterstroom wat te hoog met 4,6mA en heb de emitterweerstand vervangen door 1k ohm, maar de uitgangspanning werd daarbij minder, in plaats van meer. Dus maar terug naar 390 ohm gebracht. De spanning op de uitgang is 0,56 tot 0,7 Volt piek. Ik meet met een enkelzijdige gelijkrichter op een 100 micro Ampère meter. Toch blijkt dat voldoende te zijn om de eerste drivertrap ermee aan te sturen en ik heb zelfs daarbij wat spannings tegenkoppeling toegepast.

De oscillatorspoel heb ik op een boortje van 8mm gewikkeld, van 1,5mm dik draad. Dat heb ik gedaan om de spoel zo mechanisch als temperatuur stabiel te maken. De lengte van de spoel met spatie gewikkeld is 15mm.
Om geen trimmer te gebruiken, dat was maar voor tijdelijk heb ik in plaats van een trimmer twee varicap dioden gebruikt, type BB809. De maximale capaciteit op 3 Volt is 30pF, dat is dus samen 60pF. De minimale capaciteit is 12 of 14pF bij 10 Volt, samen dus 28pF. Het afstembereik bedraagt dus 60-28pF=32pF. Hiermee kan ik de oscillator variëren tussen 84 en 96MHz. De minimale spanning is ongeveer 3 Volt voor de varicaps, welke is gestabiliseerd met een zenerdiode. Datzelfde geldt voor de maximale spanning welke ook is gestabiliseerd met een 10 Volt zenerdiode.

Volgende keer ga ik verder met de drivers en hoe ik die heb ontworpen, zonder gebruik te maken van een LC aanpassing netwerk.

De minimale spanning is ongeveer 3 Volt voor de varicaps, welke is gestabiliseerd met een zenerdiode.

Voor afstemspanningen in tuners gebruikte men vaak temperatuurgecompenseerde zeners zoals de ZTK33 de opbouw van de zeners staat hier en er zit een chip in.
https://www.ecbazis.hu/pdf/zenerztk33.pdf

Ze zijn er in diverse spanningen.

[Bericht gewijzigd door RAAF12 op (20%)]

Commentaar van een (V)HF-ondeskundige:
6,25 kHz lijkt mij inderdaad heel erg krap als bandbreedte, ik dacht dat de vliegerijwereld al erg ver ging met 8,33 kHz in hun VHF-band (118-137 MHz, min of meer) maar het kan dus nog krapper, blijkbaar.

Wat ik niet begrijp: om het echt stabiel te hebben maakt men toch een PLL-synthesiser? Met desgewenst de referentieoscillator in een oventje &c &c? Is dan nog gemakkelijk aan te sturen vanuit een controllertje, bovendien.

Tenzij het natuurlijk gewoon de sport of de bedoeling is om met traditionele artisanale middelen toch optimale stabiliteit te bereiken, daar kan ik me wel iets bij voorstellen.

Toen het eens erg druk werd op 2m, is afgesproken dat we naar een 12,5kHz-raster zouden gaan. Zo komt het dat je inderdaad veel repeaters op zulke kanalen ziet (145712.5 kHz, enzo). Nog smaller is nooit aan de orde geweest tot dusver.

De drukte is nu weg, en hoewel de repeaterfrequenties natuurlijk blijven waar ze zijn, gebruikt men voor simplexverkeer bijna altijd gewoon de 'oude' 25kHz-kanalen.

Wel is het gebruikelijk niet meer zo breed te moduleren als vroeger; in plaats van 5 kHz is nu 3, hooguit 3,5 kHz aangeraden. Zo kan iemand die dat wil, toch het naastliggende 12,5kHz-kanaal gebruiken, en hoef je ook geen bandbreedte om te schakelen als je over een repeater werkt.

(De aanduiding 'W' betekent dus niet 'wideband', maar 5 kHz zwaai ofwel 16 kHz bandbreedte; 'N' is 3 kHz zwaai ofwel 12 kHz bandbreedte.)

Voor afstemspanningen in tuners gebruikte men vaak temperatuurgecompenseerde zeners zoals de ZTK33 de opbouw van de zeners staat hier en er zit een chip in.

@Raaf dat is een mooie manier op stabilisatie te maken, ik heb deze diodes niet eerder gezien. Maar waar zijn ze te koop.

@Paulina_B, het was ook de bedoeling om de oscillator voor tweemeter via een PLL te laten lopen. Maar ik was benieuwd hoe die ontvanger zou werken en wat er allemaal te ontvangen was, dat ik het eerst zonder PLL probeerde en dat ging heel erg goed.
Was de VCO eenmaal na een drie kwartier stabiel dan verliep de frequentie niet en kon deze op een relaiszender uit Hilversum geloof ik gewoon laten staan.

@Frederick E. Terman, ja inderdaad het raster is 12,5kHz, dat was ik even vergeten, voor op 2mtr.

Ik heb het schema van de oscillator wat aangepast met de varicap diodes voor de afstemming erbij getekend. Die afstemming is P1 een 10 slag potmeter. De oscillatorspoel heeft 5,5 windingen en een interne diameter van 8mm en een lengte van 13mm. Dat is 158nH. De varicap dioden D1 en D2 zijn van het type BB809. Over de sourceweerstand van 390 ohm meet ik 1,2 Volt, de BF256B trekt dan 3mA. De onbelaste HF spanning uit de emittervolger is 0,72 Volt piek, dus 0,5 Volt effectief, of RMS.
De HF koppeling is te berekenen door C1+C2/C1 dat is 39+68/39= 2,74. Dus de capacitieve koppeling is hier 1:2,74. Door het verlagen in capaciteit wordt een lagere koppeling verkregen, maar eigenlijk moet die capaciteit zo groot mogelijk zijn om de invloed van de interne capaciteit tussen de gate en source, zoveel mogelijk te beperken. En daarom kies ik voor een compromis tussen Xc=50 ohm en een iets lagere reactantie. Hier het gewijzigde schema:

@Raaf dat is een mooie manier op stabilisatie te maken, ik heb deze diodes niet eerder gezien. Maar waar zijn ze te koop.

Vaag herinner ik me dat de TAA550 een equivalent was van de ZTK33, en die is nog wel te vinden, zelfs bij Ali. Wel is dat behoorlijk oude technologie, het staat me voor dat die dingen reeds in de jaren 1980 circuleerden. Het zou me verbazen als er geen modernere alternatieven waren, met betere karakteristieken.

Edit: TAA550 inderdaad, of ook wel TBA271.

De ZTK33 en TAA550 waren voor TV en radio bedoeld en hadden een stabiele spanning van 33 Volt.
Er zijn ook super stabiele 10 Volt referenties. Voor het bereik wat je aangaf mogelijk een goed alternatief? B.v. de TI REF102

De ZTK33 en TAA550

Allemachtig, dat zijn typenummers die ik in lange tijd niet meer gehoord en gezien heb :)

Daar had (en heb - want weggooien is zonde....) ik er een hoop van, allemaal uit sloopapparatuur. In al die jaren ooit ééntje gebruikt, voor een zelfbouw satelliet-TV ontvanger, om een stabiele 33V-afstemspanning te genereren.

Leuk - ik was deze zeners/spanningsreferenties al weer helemaal vergeten.

Wel is het gebruikelijk niet meer zo breed te moduleren als vroeger; in plaats van 5 kHz is nu 3, hooguit 3,5 kHz aangeraden. Zo kan iemand die dat wil, toch het naastliggende 12,5kHz-kanaal gebruiken, en hoef je ook geen bandbreedte om te schakelen als je over een repeater werkt.

Tsja, maar het voordeel van een brede zwaai is dan weer *wel* dat je lekker hard over de luidspreker binnenkomt :p

(dat je daarentegen minder reikwijdte hebt (minder 'watt per kHz') zien velen over het hoofd. Daarnaast, op de lokale repeater hier word je gewoon afgekapt als je te breed zwaait - dan hoor je alleen nog maar stilte. De repeaterbeheerder hecht terecht veel waarde aan het voldoen aan de professionele technische normen, ook m.b.t. zwaai.)

@Nonius, ik heb enige maanden geluisterd op mijn zelfgemaakte tweemeter ontvanger, maar ik heb niet gehoord dat er iemand met een te grote zwaai zat.
Nu valt er weinig te beleven op tweemeter, de enigste activiteit die ik hoorde was op de repeater Amsterdam en die op (dacht ik) Hilversum. Deze zendt uit vanaf de Gerbrandy toren in Lopik (eigenlijk gemeente Ijselstijn) en doordat deze mast zo hoog is heeft die ook een groot bereik. Toen kwam de verhuizing naar mijn nieuwe adres en heb ik alle printplaten van elkaar los gemaakt en in een doos gedaan. Maar ik ben er nog niet verder mee doorgegaan, eigenlijk een beetje jammer want ik heb er veel tijd in gestoken. Ik had verschillende delen op aparte printen; een MF print met NBFM detector een front-end met mengtrap, een VCO print en dergelijke.

berekeningen aan de VFO spoel

De spoel welke ik in de praktijk gebruik van 158nH klopt niet helemaal met wat ik in de theorie heb. En wel ik kom uit op 200nH, als ik alles nareken. De totale serie capaciteit van C1 en C2 is 24,785pF, aan de andere kant van de spoel staat 60pF van de varicapdioden plus nog zeg 20pF van de trimmer (in de middenstand) dat is dan 80pF voor de laagste frequentie. De totale capaciteit over de spoel is nu 18,92pF. Voor 83MHz is dan een spoel nodig van 194,3nH. De zenerdiode van 10 Volt in het schema is geen 10 maar 11 Volt, foutje in het schema dus. Maar het verschil in capaciteit is zo klein dat dit in de praktijk nauwlijks merkbaar is.

Instellen op de centrale frequentie:

De grootste stabiliteit van de oscillator is wanneer de totale serie capaciteit van C1 en C2, het dubbele is voor die van de tuning condensator. Dus dat is 24,78x2= 49,56 afgerond 47pF. We kunnen daarvoor het midden van de frequentieband nemen tussen 83 en 96MHz, dat is 89,5MHz. De totale capaciteit over de spoel is 16,22pF en de spoel wordt dan 226,6nH. Wanneer er een groter frequentie bereik van de oscillator nodig is dan moet C1 verkleind worden in capaciteit. Het gevolg is dat de frequentie hoger wordt, om de laagste frequentie weer te bereiken moet de spoel weer iets groter worden gemaakt. Daardoor neemt de L tot C verhouding toe en wordt het afstembereik dus groter. Bij het verkleinen van de capaciteit C1 en eigenlijk ook die van C2, wordt de frequentie stabiliteit minder goed, dus dat is weer een nadeel.
Maar dat hoeft voor mij niet, ik vindt 12 of 13MHz voor het afstembereik, meer als genoeg.
Om een lang verhaal kort te houden heb ik de spoel van 5,5 windingen zover uit elkaar of in elkaar getrokken dat ik het juiste bereik had en het blijkt daar helemaal niet zo precies op aan te komen.

Op woensdag 16 juli 2025 21:54:50 schreef Martin V:
... heb ik in plaats van een trimmer twee varicap dioden gebruikt, type BB809. De maximale capaciteit op 3 Volt is 30pF, dat is dus samen 60pF. De minimale capaciteit is 12 of 14pF bij 10 Volt, samen dus 28pF. Het afstembereik bedraagt dus 60-28pF=32pF.

Identiek aan de 1N4007... ;)

Dat wist ik niet, bedankt Arco.
Maar ik zie toch verschillen, bij een reverse spanning van 3 Volt is de 1N4007 ongeveer 16pF, bij de BB809 is dit bijna 30pF, zeg 28-29pF.
De minimale capaciteit op 10 Volt is bij de 1N4007 11pF en bij de BB809 12-13pF. Dus in dat geval scoort de 1N4007 beter op maximale reverse spanning.
Maar we hebben ook met meer data rekening te houden, hoe zit het bijvoorbeeld met de Q factor. Een BB809 is daarvoor speciaal als varactor diode ontworpen en een 1N4007 niet. Maar toch ik zou dit eens kunnen proberen, die dioden kan ik zo vervangen en eens kijken wat het doet.

Direct achter de oscillator en de buffertrap, komen de gecombineerde drietraps drivers. Waarvan de laatste de power driver is met de 2N4427, deze moet een vermogen kunnen leveren van 0,3 Watt, want dat is het stuurvermogen waarmee de eindtransistor, de KT920A aangestuurd moet worden. Deze heb ik in het schema weg gelaten, want dat wordt een volgende keer apart beschreven.

Ik zal nu beginnen bij de laatste trap, de 2N4427, voorheen de 2N2219A.
De BFR96 zal voldoende vermogen moeten leveren om Q5 mee aan te sturen. Hier ging ik uit van 60mW voor de 2N2219A.
In eerdere testen gebruikte ik de 2N2219A op de plaats van de 2N4427, maar dat ging nogal moeilijk. Uit de BFR96 moest ik wel 60 tot 80mW halen om er op de collector van de 2N2219, met moeite 180 tot 250mW eruit te halen. Toen ik de 2N2219A verving door de 2N4427, had ik opeens de dubbele spanning en 0,88 Watt op de collectorweerstand van 100 ohm. Door een serieweerstand op te nemen in de collector van Q5, kon ik het vermogen zover terug instellen dat ik 0,387 Watt had op de collector weerstand. Dat is in het schema Rv3, is 68 ohm. Over deze weerstand staat een DC spanning van 5,94 Volt en de DC spanning van Q5 is ook 5,94 Volt. De collectorstroom van Q5 is 87,3mA.
De versterking van Q5 is 387,2/24,2= 16 en dat is 12dB.
De stroom op de ingang impedantie tussen basis en emitter is 24,2e-3/0,989= 0,02446A en de impedantie is 0,989/24,46e-3= 40,41 ohm. Afgerond naar 40 ohm.
Of makkelijker is 0,989^2/24,2e-3 is hetzelfde.

Wanneer de collector belastingweerstand, welke de impedantie van het LC aanpassing netwerk voorstelt, losgemaakt wordt, meten we dus de onbelaste HF wisselspanning welke 15,2Vp. bedraagt. De DC voedingspanning is dan 8 Volt.
De belaste HF collector wisselspanning is 8,8 Volt piek, 6,22 Volt effectief.
Belast met 100 ohm is dat 387,2mW uitgangs vermogen.
Het rendement van Q5 is nu ook te berekenen en deze is 74,6%. Dat is goed te merken want de dissipatie van Q5 is slechts 132mW en wordt helemaal niet warm. Maar toch heb ik er een kleine koelster opgezet. Betere, moderne, (compactere) alternatieven zijn, zeker voor een geëtste pcb de BFG591 in een SOT223 behuizing, of de BFG541. De 2N2219A is een leuke transistor voor HF niet voor VHF, waarbij de grensfrequentie; Ft op dacht ik 220MHz is en voor de 2N4427 is die 550MHz. Dat heeft dus direct invloed opdat de versterking van de 2N2219A, maar iets van 3-4 maal is (4,7-6dB). De versterking van de 2N4427 is het dubbele; 12dB.

Bijzonder is dat de onderkant van deze 2N4427 helemaal verguld is, dat heb ik niet eerder gezien. Ook de aansluitdraden zijn verguld.

het eerste LC matching netwerk

De collectorstroom van Q4, was voor de 2N2219A mee aan te sturen 31,8mA. Maar voor de 2N4427, kon dat flink omlaag worden gebracht. De emitterweerstand van de BFR96 ging van 15 naar 22 ohm. Op de collector van Q4 gebruikte ik een 100 ohm weerstand welke de uitgangs impedantie vervangt. Deze collectorweerstand heb ik berekend door: Ur= 5-0,56/2 = 2,22 Volt/25,45e-3 = 87,22 ohm eigenlijk en geen 100 ohm. Deze weerstand in het schema over de smoorspoel kan worden weg gelaten. Het impedantie aanpassing netwerk transformeert van 87,22 ohm naar de basis/emitter impedantie van 40 ohm. De Q factor van dat netwerk is te berekenen met:

Hier kom ik dan uit op een Q van 0,7383, wat erg laag is.
Voor een T- match aanpassing gebruik ik de calculator. R1 is 40 ohm en R2 is 87,22 ohm. De frequentie is 86MHz. Voor L1 en L2 en de C in het netwerk, is dit het resultaat bij een Q van 1,4:

Voor de condensator(en) gebruik ik 27pF plus 3,9pF parallel dat komt het dichtste in de buurt. En voor de beide spoelen gebruik ik twee dezelfde spoelen van 5 windingen over 5mm, lengte 6mm uit 1mm wikkeldraad. Het maakt dan niet meer uit hoe we deze aanpassing aansluiten, want de beide kanten zijn symmetrisch hetzelfde.

Op de basis van Q5 meet ik 1,4Vp = 0,989Veff. dat is V4 in.
En op de collector van Q4, dat is V1 out in het schema, meet ik 2,2Vp. dat is 1,5556Veff. en dat is 24,2mW uitgangs vermogen.
Uit interesse wat het rendement zal zijn van deze versterker is dat 24,2/112,99= 21,4%. Deze transistor staat dus in klasse A. Dat is helemaal niet slecht, want een theoretisch rendement is van een klasse A versterker 25%, maximaal. En in de praktijk is dat ongeveer 17,5%, daar zitten we dus iets boven. Dat komt omdat we voor de collectorweerstand een spoel gebruiken. Daardoor is de collector voedingspanning het dubbele, maar ook doordat de smoorspoel in de collector een stroombron vormt inplaats van een spanningsbron, met een weerstand.

de eerste en de tweede driver met de BFR90A/BFR96:

De versterking van Q4 wilde ik enigszins beperken want de versterking is wel 16dB met een ontkoppelde emitterweerstand. Dat is een power gain van 40 maal, dus enorm veel. Ik koos voor een versterking van 12dB, door tegenkoppeling in de niet ontkoppelde emitterweerstand toe te passen. De gain is dan slechts 16 maal. Dat is makkelijk te doen door 1/4e van de collector HF wisselspanning over de emitterweerstand te kiezen. Daarbij is de DC spanning op de basis 1,2 Volt en over de emitterweerstand 0,56 Volt. Het instuur vermogen op Q4 wordt bij 12dB versterking, bijzonder laag, namelijk 1,536mW, of 1,86dBm. En dat heb ik ook gemeten op punt V2 in welke 0,52Vp en 0,3676Veff. bedraagt.
Op de ingang van de serieweerstand van 150 ohm meet ik de dubbele spanning van 0,96Vp. en 0,6788Veff. De ingang impedantie op de basis van Q4 is dus ca. 150 ohm. Het vermogen op dit punt is 1,536mW en de totale versterking van Q4 is 11,97dB. Eigenlijk is de impedantie op de basis van Q4 iets hoger, want de twee weerstanden in de spanningsdeler hebben samen een vervanging weerstand van 767 ohm en om dan uiteindelijk op 150 ohm uit te komen, moet er 186 ohm parallel worden geschakeld en dat is de werkelijke basis naar massa impedantie. Maar samen is dat weer 150 ohm. Kleine spanningen kan ik overigens niet zo nauwkeurig meten. Ik meet met een 50 micro Ampère meter en op het laagste bereik heb ik een 80k ohm serieweerstand. Het laagste meetbereik wordt dan 4Volt, spanningen van een paar honderd millivolt zijn dan wat minder precies te meten. Om HF spanningen te meten gebruik ik een enkelzijdige diode gelijkrichter met een BAT85 Schottkey diode, dat geeft ook wat spanningsval over de diode van 0,2 Volt.

De collector weerstand van Q3, in het schema 300 ohm is alleen ter verduidelijking aangebracht, welke de impedantie vormt op dit punt.
Deze weerstand wordt dus niet gebruikt in de praktijk en kan worden weg gelaten. Deze weerstand wordt al gevormd door Rv2=150 ohm.
Ook hier is de versterking veel te hoog wanneer de emitter voor HF wordt ontkoppeld. De oplossing is ook hier weer tegenkoppeling in de emitterspanning toe te passen. De DC instelling is hetzelfde als voor de BFR96, alleen met een kleinere stroom door de spanningsdeler. De collector impedantie is dus 300 ohm en de emitterweerstand is hier 68 ohm. De spanning versterking is nu 4,411 en dat is 12,89dB.

Het voordeel van deze tegen koppelingen zijn dat de harmonischen minder worden versterkt en het voordeel ervan is ook dat de impedantie op de basis wat omhoog wordt getild door die tegen koppeling. Een ander punt is dat de transistoren juist niet in verzadiging worden gestuurd, wanneer we een klasse A versterking kiezen. Bij het in verzadiging van de collectorstroom wordt gestuurd, krijgen inplaats van een mooie piek, een piek met een deuk erin en dat geeft weer harmonischen. Maar andere voordelen zijn ook minder gevoelig voor spontaan generen (parasitaire oscillaties) van de versterkers.

Een interessante benadering van deze drietraps versterker is dat de totale versterking afgerond 3 maal 12dB bedraagt en dat is 36dB. Het uitgang vermogen van 387mW is dan 25,8dBm. Het signaal op de ingang van Q3 is dan -10dBm. Dat is 100µW.

Zo, dat was de behandeling van de eerste drie drivers, de volgende keer behandel ik het tweede T matching netwerk tussen de basis van de KT920A en het ontwerp van het T matching uitgangs netwerk. Voor wie wat meer willen weten verwijs ik naar de volgende links:
https://www.youtube.com/watch?v=-_T587mucaI&list=PLT84nve2j1g-6BMw6uWL…
https://www.youtube.com/watch?v=-_T587mucaI&list=PLT84nve2j1g-6BMw6uWL…
https://www.youtube.com/watch?v=-_T587mucaI&list=PLT84nve2j1g-6BMw6uWL…

Leek en leerzaam project.

Wat ik mij wel afvraag is waarom je zenderdiodes gebruikt en geen goede spanningsregelaar.
Is het misschien ook een optie om in plaats van 2 stuks BB809 een BB204 te gebruiken?.

een theoretisch rendement is van een klasse A versterker 25%, maximaal.

Het maximale rendement van een klasse A-versterker is 50 %.
(Voorbeeld: voeding (via smoorspoel of LC-kring) 12 V, ruststroom 1 Adc, belasting 12 Ω.
Uitsturing tot 1 Ap HF-wisselstroom in de collector (de collectorstroom wisselt dus sinusvormig tussen 0 en 2 A).
HF-spanning over de belasting dus 1 Ap × 12 Ω = 12 Vp; afgegeven HF-vermogen dus 6 W.
Uit de voeding opgenomen vermogen: 12 V × 1 Adc = 12 W; rendement = 6/12 = 50 %)

--

Wanneer de collector belastingweerstand [...] losgemaakt wordt, meten we dus de onbelaste HF wisselspanning welke 15,2Vp. bedraagt. De DC voedingspanning is dan 8 Volt.
De belaste HF collector wisselspanning is 8,8 Volt piek, 6,22 Volt effectief.
Belast met 100 ohm is dat 387,2mW uitgangs vermogen.
Het rendement van Q5 is nu ook te berekenen en deze is 74,6%.

Bedoel je niet: piek-piek, in plaats van piek? Belast is je voeding immers maar krap 6 V, schrijf je. En dezelfde vraag voor de onbelaste spanning.
De collectorspanning op Q5, die in C staat, is trouwens niet sinus- maar impulsvormig, zodat de effectieve spanning ook daardoor kleiner is.

--
Wat is de bron van het plaatje ('Q=QEL/2') onder je kopje het eerste LC matching netwerk?

Hallo Frederick E. Terman,

Inderdaad, klopt het dat het maximale rendement van een klasse A versterker met een spoel of een kring een maximaal rendement heeft van 50%. Maar hoe komt het dan dat mijn BFR96 versterker, ingesteld met een continuestroom van 25mA op 4,5Volt dan zo slecht rendement heeft van 21%. Ik kan dat veranderen om de basis voorspanning te verlagen en de HF insturing te verhogen, dan is het meer een geschakelde versterker, met een lagere ruststroom. Maar dat was eigenlijk niet mijn bedoeling, ik wilde juist in het lineaire gebied blijven.
In deze video, wordt besproken dat het hoogste rendement van een klasse A versterker 25% is, maar dat is weeer met een collector weerstand. Even doorspoelen naar 19 min.en 21 sec.
https://www.youtube.com/watch?v=GtFnkXar5JU&list=PLT84nve2j1g-6BMw6uWL…

Er is ook nog een deel twee, dat is heel interessant want dit gaat over een HF versterker in klasse A (zoals ik dat ook heb) maar dan met de BD135:
https://www.youtube.com/watch?v=GtFnkXar5JU&list=PLT84nve2j1g-6BMw6uWL…

Bedoel je niet: piek-piek, in plaats van piek? Belast is je voeding immers maar krap 6 V, schrijf je. En dezelfde vraag voor de onbelaste spanning.
De collectorspanning op Q5, die in C staat, is trouwens niet sinus- maar impulsvormig, zodat de effectieve spanning ook daardoor kleiner is.

Nee hoor ik heb mij niet vergist, voor zover ik weet.
Alle spanningen heb ik gemeten onder bedrijfscondities.
De voedingspanning was 12 Volt, maar dan met een serieweerstand van 68 ohm naar de +12V. Daardoor varieert nogal het uitgang vermogen, bij welke belasting er dan opstaat, dit is niet de juiste methode dus.
Ik heb een andere manier gevonden:

-de voedingspanning is 10 Volt
-de collector piek spanning = 7,07V
-gevraagd uitgang vermogen 0,3W
-7,07^2/0,3Wuit= 166Ω dat is de collector impedantie
-de piek piek spanning op de collector is 5*2√2= 14,14V
of 10*√2
-de piek collectorstroom is Vp.p.load/Zload= 14,14/166= 85,18mA
-de gemiddelde DC stroom van de collector Ice=Icp./2= 85,18/2= 42,59mA
-het opgenomen vermogen is 42,59e-3*10= 425,9mW en het rendement is
0,3/0,425= 70,4% Voor 12 Volt is alleen een serieweerstand met de 10V nodig
van 47Ω.

Ik heb het idee dat dit betere waarden zijn als wat ik eerst had, alleen heb ik dit nog niet geprobeerd, dus ik weet niet zeker of dit wel juist is. Maar ik heb dit overgenomen uit de video van de BD135 HF klasse A versterker.

Wat is de bron van het plaatje ('Q=QEL/2') onder je kopje het eerste LC matching netwerk?

In de links die ik hierboven aangaf, betreffende lossless impedance matching.

https://www.youtube.com/watch?v=-_T587mucaI&list=PLT84nve2j1g-6BMw6uWL…

Ik denk dat je af en toe in de war raakt doordat je effectieve waarden en piekwaarden niet altijd goed uit elkaar houdt. Bijvoorbeeld:

-de collectorstroom zou dan 7,07/166= 42mA zijn

Dát is de effectieve waarde van de stroom in de belasting. De piekstroom is dan 60 mA. De rest van je afleiding is daardoor fout.
Die 60 mA is dus ook de 'wisseling' van de collectorstroom rondom de ruststroom. De ruststroom moet dus minimaal 60 mA zijn.
In dat geval is het uit de voeding opgenomen vermogen 0,6 W, en het rendement dus 50 %.

Dat is het ideale geval. Dat je dat met een BFR96 (of met welke tor dan ook) niet haalt heeft verschillende oorzaken.
De tor is heel niet-lineair. Dat is te zeggen: juist een BFR96 heeft wel een heel mooi constante hfe bij verschillende stromen, maar alleen als de collectorspanning constant is. Maar dat is hier niet zo.
Bij 2 V kan de hfe bijvoorbeeld 70 zijn, bij 20 V ruim 120.
En beneden de 1 V doet de tor bijna niets meer.

Een ander ding is dat de 'eigen' collectorweerstand van de tor niet oneindig hoog is; de tor is geen stroombron. Juist een BFR96 is nogal laagohmig: bij 1 mA een paar kΩ, maar bij in de piek van 120 mA in jouw voorbeeld nog maar zo'n 300 of 400 ohm.

Al dat soort dingen geldt natuurlijk niet alleen voor kleine, maar ook voor grote vermogens. Vandaar dat je in halfgeleidereindtrappen voor HF altijd vrij ingewikkelde tegenkoppeling- c.q. compensatieschakelingen vindt.

--
De Q van een L-netwerk, en helemaal van een Pi-netwerk, is maar net wat de mensen willen. In dat filmpje wil hij de bronimpedantie meerekenen, en deelt dus lukraak maar door twee. Zo werken die dingen niet. Maar dat geeft niet; de aanpassing waarop hij uitkomt klopt wel; alleen de Q dus niet.
Dit is iets waarop we nog wel eens terugkomen; het is heel interessant.
In de natuurkunde is de Q (simpel gezegd): de in het netwerk rondlopende energie, gedeeld door de gedurende 1 radiaal (1/2π van een periode) afgegeven energie. Voor het L-netwerk kom je dan precies op √(Ru/Ri−1) uit.

Ja, inderdaad ik zie nu wat ik verkeerd gedaan heb.

Dát is de effectieve waarde van de stroom in de belasting. De piekstroom is dan 60 mA. De rest van je afleiding is daardoor fout.
Die 60 mA is dus ook de 'wisseling' van de collectorstroom rondom de ruststroom. De ruststroom moet dus minimaal 60 mA zijn.
In dat geval is het uit de voeding opgenomen vermogen 0,6 W, en het rendement dus 50 %.

Die 42mA moest ik dus maal √2 doen voor de piekstroom.
De piekspanning op de collector is gelijk aan de voedingspanning van 10 Volt.
En de piek piek spanning is dan 20 Volt.
Hopelijk klopt het nu wel, anders eet ik mijn pet op.

De piekspanning op de collector (dat is: de maximale waarde van de spanning) is 20 V.
De 'dalspanning' (de 'negatieve piek', de minimale waarde) is 0 V.
De piekpiekspanning is de afstand daartussen, dus 20 V.

Het beste kun je altijd even een schetsje maken.
En zo min mogelijk met de effectieve waarde rekenen! De piekwaarden zijn veel gemakkelijker.
Pas bij de vermogens moet je even opletten; bij een sinus zit je dan met die factor 2, maar heel vaak héb je helemaal geen sinus, dus dan moet je tóch integreren (= hokjes tellen onder de grafiek).

Nadat ik het impedantie netwerk tussen de collector heb ontworpen, naar een universele impedantie van 50 ohm, ben ik verder gegaan om dat netwerk uit te breiden naar de ingangs impedantie van de KT920A. Hiervoor heb ik een netwerk ontworpen, maar dat sla ik even over, daar kom ik later op terug.

Het uitgangs impedantie netwerk van de KT920A

Ik ga niet in op complexe impedanties, die zijn ook niet beschikbaar in de datasheet van de KT920, maar wel die van de BLY87, maar goed die heb ik niet.
Eerder had ik vlug berekend dat de impedantie op de collector voor de KT920A, 18 ohm bleek te zijn, maar dat klopt niet. Want toen ik een T-match netwerk geprobeerd had, bleek het gewenste vermogen van 4 Watt bij lange na niet behaald werd. Dat is vreemd, maar op de collector staat geen halve sinusvorm, eigenlijk is het helemaal geen halve sinus, maar meer een impulsvorm. Dat is voor mij de reden dat de berekening; (12V/√2)^2/4Watt hier niet werkt.
Het uitgangs impedantie netwerk had ik eerder met succes toegepast, terwijl ik dat helemaal niet had berekend! Wanneer ik dat in de Smith chart simuleer, dan blijkt de collector impedantie ergens rond de 30 ohm te zijn, dus al helemaal geen 18 ohm. Ik heb wat verder geëxperimenteerd op de computer, waarbij ik een impedantie van rond de 25 ohm heb laten berekenen.
Daarbij kom ik uit op dit netwerk:

R1 is de ingang en R2 de uitgang. Hier is de exacte impedantie op de ingang 26,7 ohm. Wanneer ik voor de spoel L1= 91,32nH neem en voor L2= 110nH neem. Deze afwijking komt omdat ik niet precies de spoelen kan wikkelen welke worden gevraagd. Wat wel hetzelfde is gebleven is de condensator van 47pF. Nu weet ik niet hoe dit zal werken, of er wel 4 Watt uit zal komen is nog maar de vraag. Maar ik ga dit eerst proberen en dan kijk ik wel verder.

Volgens de datasheet levert de KT920A maar typical 2,5W en met een beetje geluk maximaal 3W. De 4W zul je niet halen.

Jawel hoor Bobosje. Ik was aan het experimenteren met de insturing, dat ging niet helemaal goed er kwam 6 Watt uit. Nog een wonder dat de transistor het heeft overleefd. Wat ik er maximaal uithaalde was 5,29 Watt, gewoon op 12 Volt.
Bij 4,8 Watt vind ik het ook wat teveel en daarom stel ik voor 4 Watt.
De gemeten spanningen zijn niet zozeer uitgelezen op een SWR/Power meter, alhoewel ik deze geijkt heb op 4 Watt, maar ik meet eigenlijk de piekspanning op een draaispoel analoge meter, welke 20 Volt aangeeft. Direct over de uitgang van een 50 ohm dummyload. Hou er rekening mee met wat er in de datasheet staat, is bij 175MHz, ik zit op de helft van deze frequentie. Daarom hou ik rekening mee dat de getallen uit de datasheet 1,5dB hoger zijn voor het afgegeven vermogen.

[Bobosje] Volgens de datasheet levert de KT920A maar typical 2,5W en met een beetje geluk maximaal 3W. De 4W zul je niet halen.

[MartinV] Jawel hoor Bobosje. Ik was aan het experimenteren met de insturing, dat ging niet helemaal goed er kwam 6 Watt uit. Nog een wonder dat de transistor het heeft overleefd. Wat ik er maximaal uithaalde was 5,29 Watt, gewoon op 12 Volt.

Ik sluit me aan bij Bobosje. Pout is 2.2W typical (2.0W min). Zie datasheet in bijlage.

Vraag is wat u precies heeft gemeten toen u dacht 5.3W te zien. Mogelijk stond de tor te oscilleren, of te clippen/vervormen waardoor er geen sprake meer is van een sinusoïde signaal (en de Crest-factor afwijkt). Volgens mij had u hier recent ook een vraag/probleem over/mee, toen u vermogens meette die beduidend hoger waren dan u verwachtte? Ik meen me te herinneren dat het daar ging om een RF-blokgolfsignaal? Op het moment dat een RF-amp staat te clippen gaat de golfvorm ook meer richting blokgolf.

Dus de vraag is in hoeverre dat gemeten vermogen 1) het correcte vermogen was en 2) gewenst vermogen was (op de uitgangsfrequentie, en geen harmonische(n)).

Daarnaast acht ik het uit oogpunt van betrouwbaarheid sowieso *ZEER* slecht ontwerpersschap om over de maximum-rating van componenten heen te gaan. Ook voor hobby-doeleinden. Als de max.rating 2.2W is, zou ik zelf niet boven de 1.3-1.4W uit willen gaan in m'n eigen ontwerpen, om wat veiligheidsreserve te hebben. Dan geven er niet direct halfgeleiders de geest wanneer er even een misaanpassing is, of een ongelukje, of....

Ik heb er een 5e orde laagdoorlaat filter erachter gezet op een Fc van 96MHz en het afgegeven vermogen bleef hetzelfde, dus dan kun je ervan uitgaan dat het een sinusvormig signaal was.

Ik heb die datasheet natuurlijk ook bekeken. ;)
Het is wel zo dat de tor 5 W maximaal mag dissiperen. Omdat die 2,2 W opgegeven wordt voor 175 MHz, is het misschien mogelijk dat hij op lagere frequenties wat meer kan en mag leveren doordat hij daar wat betere rendementen haalt.
Je ziet trouwens in fig. 6 dat hij ook op 175 MHz wel meer kán leveren, als je hem maar ver genoeg uitstuurt. Maar dat is niet de aanbevolen instelling.

De KT920A komt niet boven de 4W bij 100Mhz, misschien net 3,5W, zie datasheet Bild 4. 5W ga je niet halen.

kt920-3.pdf