Instantane energie-dump in een weerstand.

Hoe het circuit eruit ziet weet ik niet. Het lijkt net alsof je een condensator van 175µF oplaadt of ontlaadt via een weerstand van 30 mΩ. De opgenomen energie van de weerstand per op- of ontlaadcyclus is dus 100mJ.
Eigenlijk ben je dan vrij snel klaar. Van de weerstanden wordt in de datasheet altijd het vermogen opgegeven.
Je hebt 1W weerstanden, 5W weerstanden enzovoort. Hoeveel Watt is je 30 mΩ-weerstand?
Stel dat die 100mW is, dan mag je maar 1x / sec een oplaad- of ontlaadactie doen. Is het een 1W-weerstand, dan mag je 10x / sec een oplaad- of ontlaadcyclus doen, dus maximaal met 5Hz aansturen..
.
Wil je het onderste uit de (thermische) kan, dan moet je proefjes doen met die weerstanden.
Je laadt eerst je 175µF condensator op via je testweerstand. Daarna laat je de testweerstand afkoelen tot kamertemperatuur. Is de weerstand voldoende afgekoeld, dan meet je de weerstand met een ohm-meter.
Is de weerstand heel, dan herhaal je de proef met een verhoogde laadspanning. Dit doe je net zolang totdat de weerstand stuk is.
Nu weet je bij welke spanning de weerstand sneuvelt. Uiteraard ga ik ervan uit dat de 175µF condensator tegen alle aangeboden spanningen kan, want de proef is mislukt als de condensator eerst sneuvelt.

Een 1206 weerstand weegt 8.4 mg (ik heb het eerste, de beste datasheet genomen waar ik dat gegeven in vond).

Als we de thermische capaciteit op die van water schatten (die weet ik uit m'n hoofd), dat is 4.2kJ per graad per kg. Dus 4.2J per graad per gram. Dus 4.2mJ per graad per mg.

De 8.4 gram wegende weerstand heeft dan een thermische capaciteit van 8.4*4.2mJ = 35mJ per graad.

Met 100 mJ wordt ie dus 3 graden warmer, give or take.

De soortelijke warmte van metalen is ruwweg 10x kleiner dan van water. De temperatuurstijging is dan ook 10x zo groot dan bij gebruik van water. Je moet toch van de lagere school nog weten dat de warmtecapaciteit van water heel hoog is?

[Bericht gewijzigd door ohm pi op maandag 1 september 2025 21:13:16 (22%)]

Weerstanden hebben een maximale (impuls-) stroom, en van dikke- of dunne film kan die eerder een beperking zijn dan de thermische belastbaarheid.
Het internet weet vast meer. [edit] https://www.vishay.com/docs/48516/_ms9702509-2401-vishaychecklistpulse…

[Bericht gewijzigd door Aart op maandag 1 september 2025 21:16:20 (20%)]

Er zijn weerstanden met zulke lage waardes die helemaal uit metaal bestaan, in plaats van een relatief dunne film op een substraat. Zo'n metalen weerstand krijg je niet zomaar stuk.

Koper heeft een thermische capaciteit van ongeveer 0.4J/g/K, dus inderdaad ongeveer een factor 10 lager dan die van water.

Op maandag 1 september 2025 20:48:00 schreef ohm pi:
Hoe het circuit eruit ziet weet ik niet. Het lijkt net alsof je een condensator van 175µF oplaadt of ontlaadt via een weerstand van 30 mΩ. De opgenomen energie van de weerstand per op- of ontlaadcyclus is dus 100mJ.
E?

de weerstand is zoals gezegd bedoeld om steadystate de stroom van ong 2A te meten. De condensatoren zijn ontkoppeling. Het gaat om het eenmalig aanzetten. De weerstand heeft een rating van 1W oid.

Dat ik het apparaat dan nooit meer dan 10x per sec mag aanzetten is bekend en ik verwacht dat de klant hiermee kan leven.

Als je zegt dat op het moment van aanzetten er 48V/30mOhm = 1.5kA gaat lopen dan is 75kW vast meer dan het ding kan hebben. Maar zal het zon vaart lopen? Ik denk van niet. Stijgtijden, parasitaire esl in de bedrading en esr in de condensatoren zullen overheersen.

Ik verwacht dat de totale energie van het event de belangrijke parameter is en niet gemiddeld of tHeoretisch piek vermogen.

https://passive-components.eu/carbon-film-melf-pulse-load-champion/

Heeft een mooi grafiekje. In ieder geval is het nog niet zo dat onder zeg 100us er een constante energie curve is.

Bij 1us lees ik 600W*1us = 0.6mJ af, bij 100us is het 400W*100us = 40mJ. Mijn conclusie is dat het aannemelijk is dat 10ms risetime van de voeding absoluut geen probleem is en voeding opstarten en dan plots de kabel er in waarschijnlijk wel een probleem is.

Wellicht is het in dit kader ook nuttig om deze application note van Linear Technology te lezen.
 
 

... 48V/30mOhm = 1.5kA gaat lopen dan is 75kW ....

Hmmm... Niet dat het veel scheelt, maar het is 1.6kA en 76.8kW...
moraal: niet rekenen zonder koffie. ^{_{guilty as charged}}

Ik wist dat ik ordes boven de normale "max" rating van de weerstand uit zou komen, dus "binnen een factor twee" vond ik de berekening nauwkeurig genoeg. IK zie nu ineens ook dat ik een verkeerde "benadering" heb gebruikt en dat er precies 1.60000kA uit de berekening komt. Dat neemt niet weg dat met zeg 2 mOhm in de bedrading de berekening ineens wel op 1.5kA uitkomt. Kortom, die 1.5kA is al aan de hoge kant (maar nog steeds ordes boven normale rating van de weerstand) als je al een beetje aan parasitaire effecten gaat meenemen.

Op maandag 1 september 2025 22:51:29 schreef SparkyGSX:
Er zijn weerstanden met zulke lage waardes die helemaal uit metaal bestaan, in plaats van een relatief dunne film op een substraat. Zo'n metalen weerstand krijg je niet zomaar stuk.

Inderdaad, voor shunts dit soort SMD-tjes gebruiken:

Die zijn specifiek daarvoor ontworpen, en kunnen flinke mishandeling verdagen.

Kun je het niet makkelijk meten met de scope?

10Ohm serieweerstand erbij zodat ie niet stuk gaat, kabel erin en meten voor de serieweerstand zodat je een goede schatting hebt van de rise-time.

Vroeger, toen ik nog telecom-apparatuur ontwierp, zette we altijd een inrush-limiter op de binnenkomende 48V voeding. Niet eens zozeer om je eigen pcb te beschermen, maar om te voorkomen dat je een spanningsdip creerde waarop andere apparatuur uit zou kunnen vallen.
Meestal heel simpel met een NFET in de negatieve voeding met een RC-circuitje op de gate.

@ blurp, ja daar heb ik vannacht over zitten nadenken... Maar ik kon even geen elegante oplossing vinden.

De normale "constant rise slope" schakeling heeft een (extra) gate-naar drain condensator. Met de grote (effectieve) condensator als belasting, jast die volgens mij de gate in 1x naar 48V en game over voor de mosfet. Dit werkt wel prima als de voeding al aanwezig is en je bijvoorbeeld via een knopje of CPU uitgang de mosfet gaat aanzetten.

Met een RC met condensator naar de source krijg je dat op het miller plateau met een paar nC aan lading (wat de mosfet fabrikanten zo laag mogelijk proberen te maken), je ineens van 48V over de mosfet naar 0V over de mosfet gaat. De snelheid waarmee dat gebeurt is voornamelijk van "niet gecontroleerde" parameters van de mosfet afhankelijk en niet instelbaar met een componentwaarde.

Ik heb gisteren avond permissie gekregen om te proberen nog een module stuk te krijgen. Dit heb ik zojuist ten uitvoer gebracht. Ik heb 10x de module in en uit z'n voeding geprikt. Blijft het doen. Kortom, in de praktijk lijkt de weerstand die 100mJ aan te kunnen. Of zou (zie 1 van de gelinkte verhalen hierboven) er behoorlijke spreiding in de "localiteit" van de warmte zitten? Zodat zeg 1:10 van de weerstanden uit diezelfde reel die 100mJ niet kan hebben?

Dan heb ik het nog een keer geprobeerd, maar dan met het exemplaar van de voeding die ook de eerste kaart gemold heeft. En met de lengte van draden die de kapotte module had (te weten met ZIJN aansluitdraden). Ook daar minstens 10x en geen effect. Alles blijft werken. Oh. Opstelling aan laten staan, heeft het afgelopen halfuur bijna 100W staan stoken. (48V * 1.85A + verliezen in de suply).

@Sine: Dat soort weerstanden heb ik ook wel een paar van, maar dan gaat het om 1 en 3 mOhm. De 5mOhm heb ik een shitload van en die zijn "normaal". Ik heb de software nog niet gemaakt om de stroom te monitoren: Het is niet belangrijk. Maar het plan was dat ik met 60mV nog IETS aan resolutie op m'n ADC overhoud, ik schat dat 6mV echt te weinig wordt. Het idee was om "gratis" (die ADC zit toch in die CPU) de stroom kan meten. Ik kan heus een 3 mOhm weerstand pakken en een INA180 oid, maar dat kost "te veel" in productie voor het "niet op het PVE vermeldde meting van de stroom....

Op dinsdag 2 september 2025 09:01:25 schreef rew:
Dat neemt niet weg dat met zeg 2 mOhm in de bedrading ...

Per kant (GND, +48V) meet ik 8mOhm van de connector aan de buitenkant van de PS naar de buitenkant van de connector op het bordje. Ik mis dan nog twee contact-overgangen van PS naar connector en van bedrading naar het bordje. Kortom, er komt nog minstens 16 mOhm bij van "bedrading en zo".

Hoe nauwkeurig moet het en is een justeringsronde voor ingebruikname mogelijk?
Want misschien kun je ook een stukje PCB trace als meetweerstand inzetten. Scheelt ook nog eens een componentje.

De "productiemaatschappij" doet een "burnin". Dat zou ik in software kunnen proberen te detecteren(*) ("Is nog niet eerder geweest en alles-aan en stabiel > 10 minuten".) Maar dan hangt het af of hun dummyloads allemaal precies hetzelfde zijn. Tja. (ze hebben mijn "verbeterde" dummyload ontwerp gevraagd, heb ik (dom) kostenloos toegestuurd en vervolgens zie ik dat ze hun oude "werkt niet fijn" ontwerp hebben gehouden... Op z'n minst de lompe through-hole weerstanden ipv een flinke berg SMD). Nah. Ik denk niet dat een stuk spoor gaat lukken.

Oh. Update: Ik wilde proberen de spanningspiek over de weerstand te meten, heb een "kan je aan meten" paaltje op de weerstand gezet, aan de scope en... success! hij ging kapot!

Dus mogelijk is het inderdaad toch dit mechanisme dat de boel kapot maakt.

(*) Lijkt een beetje op de volkswagen sjoemelsoftware.

<sub>(OT: Afhankelijk van hoe eea in de wet staat heeft Volkswagen niets verkeerd gedaan. Als er staat je moet aan die gestandaardiseerde test voldoen, dan hebben ze niets verkeerd gedaan. Je kunt op je klompen aanvoelen dat het niet de bedoeling is om het zo te interpreteren, maar volgens de letter is er aan voldaan. De regels van het spel.

Andere OT: er is een schaaktoernooi om te bepalen wie volgend jaar de wereldkampioen Gukesh mag uitdagen voor de wereldtitel. Er mogen 8 mensen aan deelnemen en het is zeer streng wie er mee mag doen. Er is 1 plek voor "degene met de hoogste meesterpunten rating.". Iedereen weet dat dit Hikaru Nakamura gaat worden. Regels stellen echter dat ie tussen augustus en januari minimaal 40 partijtjes gespeeld moet hebben.... De regels zeggen niets over wat voor partijtjes. Dus wereld nummer twee zit deze week tussen de amateurs in een uithoek van de VS een toernooitje te spelen. Daar scoort hij dus zomaar 10 "tellende" wedstrijdjes! Terwijl iedereen weet dat ie gaat winnen: Hij heeft ongeveer 10^-4 kans om te verliezen tegen de sterkste speler daar. Hikaru een beetje kennende van zijn videos en zo, doet hij dit niet omdat ie makkelijk aan de voorwaarden wil voldoen, maar om de absurditeit van de regels zoals ze nu zijn aan te tonen. Om een verandering in de regels te forceren. )</sub>

Update2: Dit keer geen belasting aangesloten ("stom vergeten"... mazzel! ) zodat alle chips heel zijn gebleven.

Maar hoe nu verder. Zijn er massieve 1206 weerstanden van 30 mOhm die de warmte over veel meer volume verdelen? Ik zocht de 30mOhm weerstanden, en zag m'n 1 en 3 mOhm weerstanden: die maken de indruk massief te kunnen zijn. Maar deze 33mOhm weerstanden zien er precies hetzelfde uit als de hogere waardes. Moet ik "thick film" specificeren? Kan ik ergens uit een datasheet (bijvoorbeeld deze) halen wat een weerstand in deze situatie kan hebben?

Als ik het nu goed begrijp zou deze Uni-Royal 33mOhm weerstand 0.33V mogen hebben voor ongeveer 10A, 3.1W, gedurende 5 sec. Leuk, maar wat nu met een veel kortere overload, maar dan "iets" meer...

[Bericht gewijzigd door rew op dinsdag 2 september 2025 20:39:44 (16%)]

Op dinsdag 2 september 2025 14:26:17 schreef rew:
Met een RC met condensator naar de source krijg je dat op het miller plateau met een paar nC aan lading (wat de mosfet fabrikanten zo laag mogelijk proberen te maken), je ineens van 48V over de mosfet naar 0V over de mosfet gaat. De snelheid waarmee dat gebeurt is voornamelijk van "niet gecontroleerde" parameters van de mosfet afhankelijk en niet instelbaar met een componentwaarde.

Klopt. Je kunt het met een extra tor wat minder heftig maken, maar heel gecontroleerd is het niet.

Wel gecontroleerd genoeg om een 1.5kA piek te verlagen naar pak-em-beet <100A. En dan kom je wel in de regionen waar de maximale piekstroom van de FET gedefinieerd is, en de opwarming door de nog niet minimale kanaalweerstand nog langzaam genoeg is om jouw {Puls-Energie}/{warmtecapaciteit} < maximale temeratuurstijging toe te passen.

Blijft natuurlijk dat je met een weerstand die wel de puls aankan veel sneller en goedkoper klaar bent.
Misschien ook eens naar TH weerstanden kijken, die zijn wat lomper qua constructie?

Of een spoeltje? Zal niet doorfikken als ie voor 2A continu geschikt is, en wellicht kun je de ESR gebruiken als weerstand.

Ik heb de spanning over de weerstand gemeten bij een hotplug:

Als U=I*R geldt, komt dit neer op een inrush van ruim 160A.

De 1206 YAGEO 0.033 ohm weerstand die er nu op zit gaat stuk.
patch die ik wil voorstellen is: nul ohm weerstand monteren.

Maar kijk je in het datasheet:
https://www.lcsc.com/datasheet/C108081.pdf

dan zie je een "maximum current" van 10A (instant). Dat is idioot weinig. Oh! Jumper < 50mOhm. Dat is F*** slecht. Dat betekent dat ze gewoon mijn 33mOhm 1% weerstanden als "jumper" (0 ohm) kunnen verkopen. Dus garantie dat die heel blijven omdat de power veel minder is... absoluut niet.

[Bericht gewijzigd door rew op vrijdag 5 september 2025 21:37:39 (64%)]

En MOSFET rustig open sturen als inrush current limiter is een slecht idee, ik heb dit vele jaren geleden getest, met moderne MOSFETs, en het overgrote deel, van de bekende grote fabrikanten, ging na één of enkele cycles stuk, terwijl we (net) binnen de SOA bleven volgens de datasheet.

Op vrijdag 5 september 2025 14:09:53 schreef SparkyGSX:
En MOSFET rustig open sturen als inrush current limiter is een slecht idee, ik heb dit vele jaren geleden getest, met moderne MOSFETs, en het overgrote deel, van de bekende grote fabrikanten, ging na één of enkele cycles stuk, terwijl we (net) binnen de SOA bleven volgens de datasheet.

Ik weet dat Lucent (later Alcatel, later Nokia) 100.000den, zoniet miljoenen telecom-borden verkocht heeft met een NFET in de -48V lijn om de inrush te beperken. Ongeveer alles wat in Huizen (later Hilversum) ontworpen is.

Wellicht zat die ruimer in zijn SOA, misschien is er een ander verschil. Ik werk er niet meer en heb de schema's niet bewaard, dus kan de details niet voor je opzoeken.

Zojuist gemeten: Normaal aanzetten (door de stekker in het stopcontact te doen er is geen aanuit schakelaar) gaat met nattevinger 2A in 200uF : 10V per 1ms.

Wat ik eigenlijk wil is een "stroombron" schakeling die in "verzadiging" mode een heel lage dropout heeft.

iets met een opamp, een 10mOhm shunt en een 30 mV reference en een mosfet. De opamp houdt de mosfet dan in z'n miller-gebied totdat er minder dan 3A kan lopen en vervolgens stuurt ie hem in verzadiging of hoe je dat dan ook noemt bij een mosfet. De max power is dan 48V * 3A = 150W.

Het liefste vind ik dan een mosfet waar "single pulse avalanche energy" boven die 100mJ uitkomt.

Deze komt een eind in de richting. https://www.lcsc.com/datasheet/C18164387.pdf

En 50V, 10ms lang 10A zit ruimschoots binnen het SOA gebied. 22mOhm shunt weerstand bijmekaar.... 44mV van de 50V verlies.

PS: Ik zat ondertussen de filosoferen over het poweren van de opamp uit de 5V die toch beschikbaar is. Maar dat gaat fout: als de power-kant "pas" 5V heeft, dan zit ZIJN gnd dus op 43V, en dat gaat fout met de stuursignalen naar de CPU.

PPS: https://www.lcsc.com/datasheet/C5350897.pdf 300mJ kan ie hebben!

@blurp: het ligt er natuurlijk ook aan hoeveel capaciteit erachter zit.

@REW: wat vind je van een MOSFET, spoeltje en een diode, ook wel bekend als een Buck converter? Aangenomen dat je een microcontroller in de buurt hebt die en in- en uitgangsspanning kan meten, kun je die met zo aansturen dat hij net in discontinuous conduction mode blijft, dan heb je geen stroom feedback nodig.

Probleem is een beetje "printje met CPU" zit al een beetje vol.

En een spoeltje wat 2A aankan is niet erg klein.

Nog een dingetje waar ik aan zit te denken: Ik ben van het probleem af als ik de condensatoren op de GND voor de meetweerstand aansluit.

Maar dan ben ik via inductie op de lange GND draad 100% van het ontkoppel-effect kwijt. Geen optie dus.

Mee eens?

Edit: Ander plan... ik neem een 0.25W weerstand, die ik uitreken op een RC van 400ms. En die overbrug ik dan na zeg 2s met een mosfet. (De initiele stroom is dan precies 0.25W. Met de YAGEO SMD weerstanden kan ik ook bijvoorbeeld een factor 5 heftiger gaan zitten. Die mogen 5s lang een 6.25-voud aan vermogen stoken.

Probleem is dat als m'n power-sectie in dat proces op zeg 5V staat, de GND van dat deel dus op 43V zit t.o.v. de min van m'n circuit. En dat zal m'n CPU vast niet lekker vinden om dat op z'n outputs te krijgen. Ik zal dus met een P-fet in de + draad moeten schakelen of een boost maken om daar een N-fet te voeden....

[Bericht gewijzigd door rew op maandag 8 september 2025 13:08:37 (46%)]

En als je zoiets: https://www.coilcraft.com/en-us/products/power/shielded-inductors/mold… in plaats van je meetweerstand zet?

Die spoel gaat natuurlijk zwaar in verzadiging als er 1.5kA doorheen moet, maar ik verwacht niet dat hij zo snel uit zal fikken. En wellicht dempt het de laadpuls iets.

2A steady state kan ie prima hebben.

Je hebt het dan over de kleinste 0.047 uH. 47 nH. Met 47 V gaat de stroom dan met 1A per ns omhoog. Als spoel heeft hij dus weinig nut.

Wat blijft is: Is er genoeg actief-materiaal om de spanningstijging binnen de perken te houden. Het zou best wel eens kunnen dat dit het geval is. Maar als meet-weerstand heb ik er dan weer weinig aan: een zeer grote variatie in DCR.

De spoel hoeft niet perse 2A aan te kunnen, minder mag ook, als je kunt accepteren dat het laden van de condensors langer duurt.

Op dinsdag 9 september 2025 09:26:44 schreef SparkyGSX:
De spoel hoeft niet perse 2A aan te kunnen, minder mag ook, als je kunt accepteren dat het laden van de condensors langer duurt.

Ja, dat kan ik accepteren, maar dan moet ik dus een complete DCDC gaan maken plus overbrugging als ie "op spanning" is.

Ik vind het prima dat de boel de eerste 5sec na een hotplug het niet doet. Dus ik denk dat ik toch op de mosfet-met lompe condensator op de gate ga uitkomen. Met een spanningsdeler om de gate op 10V te mikken. Dat levert dan ook direct een "reset" op van de lompe condensator als er geen spanning is.

Van mij mag je het proberen, maar heb een groot ingenieursbureau, met echt goede mensen, daarmee op hun bek zien gaan. Vervolgens heb ik met een collega een week lang testen gedaan, waarbij we exact één type MOSFET hebben gevonden die het bleef doen.

Die "complete DC/DC converter" is niet zo moeilijk als je een paar pinnen van een microcontroller vrij hebt, maar ik begrijp dat dat lastig is.

Op dinsdag 9 september 2025 16:23:06 schreef rew:
Dus ik denk dat ik toch op de Mosfet-met lompe condensator op de gate ga uitkomen. Met een spanningsdeler om de gate op 10V te mikken. Dat levert dan ook direct een "reset" op van de lompe condensator als er geen spanning is.

Maar als je toch dat PCB oppervlak gaat gebruiken, waarom dan niet een lompere meetweerstand, die de piek wel kan hebben?
Want alhoewel ik betere ervaringen heb met een mosfet dan Sparky, het blijven kwetsbare componenten....

Of de oplossing met een echt grote oplaadweerstand (200uF, dus 5k geeft 1s RC tijd, is het in 5 sec wel ongeveer opgeladen), die je op het eind met een FET kortsluit. (bipolaire tor over de oplaadweerstand die de FET dichthoud zolang de spanning over de oplaadweerstand groter is dan 0.6V bijv.))?