miedema
Golden Member
10MHz Referentie divider
Een klein maar handig projectje.
Tegenwoordig is 10MHz de universele referentie frequentie voor meetapparatuur. Één referentie 10MHz oscillator houdt al je meetapparatuur synchroon.
Maar oudere apparaten hebben nog een 5MHz of 1MHz referentie ingang. Bij voorbeeld mijn HP 8640B generator, die 5MHz op z’n ref ingang wil zien.
Door met een deler 10MHz te delen naar 5MHz en 1MHz kunnen oudere apparaten ook meedraaien op de huis sync.
klik op afbeeldingen voor grotere versie
Het delen op zich is niet zo’n probleem, één HC390 doet netjes al het deelwerk voor je.
Maar sync signalen hebben geen TTL niveaus. Ze liggen rond de 0,5…1Vrms, en leven in een 50Ω wereld. Dus moeten we ingang en uitgang aanpassen aan wat gebruikelijk is.
De ingangstrap wordt gevormd door 2 ongebufferde CMOS inverters. De eerste, IC1A, is tegengekoppeld, en werkt als analoge versterker met een gain van 3,5. Belangrijker is dat hij automatisch het nul niveau precies op het CMOS omschakel niveau legt. Zo schakelt IC1B al bij kleine signalen, en maakt daar TTL van.
De ingang werkt al vanaf ongeveer 15mVrms, maar bij zo’n 150mVrms input wordt de jitter minimaal. Daarmee komt het optimale ingangsbereik op 0,15Vrms…2,5Vrms, of te wel -4dBm…+21dBm. Daarbinnen vallen alle gangbare 10MHz referentie niveaus.
De ingang blijft heel tot signaalniveaus van 5Vrms of +27dBm. Harder dan enige generator hier uit kan geven. De 50Ω afsluit weerstanden R1 en R2 krijgen het als eerste warm, en zijn daarom ook in 1206 gekozen. Verder beschermd R3 in combinatie met de clampdioden in IC1 tegen te hoge ingangsspanningen.
.
Aan de uitgang moeten de TTL signalen weer omgezet worden naar bruikbare referentie niveaus. En de uitgangsimpedantie naar 50Ω, om correct een stuk coax aan te sturen. Deze buffers kunnen zo’n 25mA uit leveren, er staan 2 buffers parallel voor voldoende drive.
AHC CMOS heeft schakelsnelheden van een paar ns. Die steile flanken leveren een trein zeer sterke harmonischen op tot in de honderden Megahertzen. Als je afscherming dan niet perfect is kom je die harmonischen overal tegen…. Dus ik wilde die flanken wat minder steil maken. Wat filteren met L1/L2 en C8/C9 helpt flink. Met wat spelen met componentenwaarden was de uitgangsimpedantie voor de kritische frequenties weer op 50Ω te brengen.
Uitgangsspanning is +7,5dBm of 1,4Vtt in 50Ω. Zonder afsluiten wordt de uitgangsspanning 2,8Vtt, en blijft de blok netjes.
De uitgangen zijn kortsluitvast.
.
Omdat een voeding verreweg het meeste volume in een behuizing zou innemen, heb ik het me gemakkelijk gemaakt, en ben uitgegaan van voeding door een lichtnetadapter. Ik heb een krat oude adapters staan 
.
Om adapters vrij universeel toepasbaar te maken heb ik een standaard 7805 stabilisator toegevoegd, aangevuld met beveiliging tegen verkeerd gepoolde adapters.
De schakeling trekt max 60mA.
.
Bij dit soort schakelingen is compact bouwen, en een massavlak belangrijk. Daarom heb ik een printje ontworpen, en de schakeling opgebouwd in SMD. Kleinste maat is 805, dat is nog comfortabel met de hand te solderen.
Componenten aan de bovenkant, massavlak aan de onderkant:
Het massavlak is meteen het koelvlak voor de 78L05.
.
Het printje meet 52mm x 35mm, en past dus in een klein kastje. Inbouwen is makkelijk, ik heb het lichte printje gewoon met stijf montagedraad opgehangen tussen de connectoren:
Het door mij gebruikte kastje is een "Aluminum PCB Instrument Box" van AliExpress, en meet 80x50x20mm. Maar de bekende spuitgietkastjes zijn ook prima geschikt. (b.v. 101x50x25,5mm)
Zelf heb ik bij het inbouwen een power LED (3mA), en wat ingangsfiltering toegevoegd. (voor schakelende adapters)
Voor liefhebbers heb ik nog wel een paar printjes liggen.
Schema (PDF)
Print layout en componentenplaatsing (PDF)
Print gerbers
Front layout (CorelDraw en PDF)
.
Alles in sync:
Alle counters hangen aan de uitgang van de HP 8640B signal generator. De twee HP counters hangen, net als de Reference divider, aan de 10MHz huis sync. De HP 8640B generator is gelocked aan de 5MHz, en het Racal-Dana countertje is gelukkig met 1MHz op z’n sync ingang. (Waarvoor merkwaardigerwijs de B-input gebruikt wordt .)
Groet, Gertjan.
Blij dat er weer eens iemand is die een eigen stukje electronica bedacht heeft.
Het leek wel zomer pauze.
Ik vraag mij af of je de HCU04 niet als integrator kan laten werken waardoor je zelf de stijlheid van de flanken kan bepalen.
Je kunt nu al je apperatuur in een koor laten zingen (123456).
Ik bezit die allemaal niet maar voor de die hards een uitkomst.
miedema
Golden Member
Ha Bart,
Leuk dat je meedenkt!
Hier kan ik je niet helemaal volgen:
Ik vraag mij af of je de HCU04 niet als integrator kan laten werken waardoor je zelf de stijlheid van de flanken kan bepalen.
Ik neem aan dat je het over de uitgangstrap hebt. Hoe stel je je dat voor?
groet, Gertjan.
Neem bijv. de bovenste hcu dan condensator van pin 12 naar 13 en weerstand tussen 13 en 3. En dat x4 natuurlijk.
Zit mij wel aftevragen of dat alle meetapperatuur op het zelfde moment moet syncen. Door de flanken krijg je minieme tijdverschillen.
miedema
Golden Member
Ha Bart,
Neem bijv. de bovenste hcu dan condensator van pin 12 naar 13 en weerstand tussen 13 en 3. En dat x4 natuurlijk.
Interessant idee. Ga ik eens mee spelen!
.
Zit mij wel aftevragen of dat alle meetapperatuur op het zelfde moment moet syncen. Door de flanken krijg je minieme tijdverschillen.
Dat valt wel mee.
Het is niet zo dat alle apparaten iets op het exact zelfde moment moet doen. Het gaat om de frequentie. Dat de klokken van de verschillende apparaten gelijk lopen.
Vaak zit er in het ontvangende apparaat weer een PLL die aan de hand van de externe referentie de interne clock bijstuurt. Dus dan is er van de precieze flank positie toch niks meer over.
(Die wordt toch ook al verstoord door verschillende lengte van kabels)
groet, Gertjan.
Op dinsdag 8 september 2026 20:29:28 schreef Bart777:
Ik vraag mij af of je de HCU04 niet als integrator kan laten werken waardoor je zelf de stijlheid van de flanken kan bepalen.
Dat zie ik helemaal niet zitten. Als je de stijlheid van de flanken op deze manier wilt instellen, dan heb je 4 instelbare condensatoren of 4 instelbare weerstanden nodig. De integratietijden van de 4 HCU04's zijn allemaal verschillend door de toleranties van de gebruikte instelbare weerstanden of condensatoren. Dan krijg je vereffeningsstromen tussen de uitgangen (brrr). Je zou C8 of C9 regelbaar kunnen maken. Dan heb je in ieder geval geen last van vereffeningsstromen tussen de uitgangstrappen ivm verschil van integratietijden.
Ben het aan het simuleren in LTspice maar lijkt voorlopig niet te lukken met een HCU04.
Het idee is simpel voer een blok aan een integrator en je krijgt schuine flanken.
Kan zijn dat het bij veel lagere frequenties wel lukt. Voorlopig enkel de HCU04 als model.
nonius
set SCE to AUX.
Erg netjes gebouwd en gelabeld, met signaalniveau's en impedanties op de in-en uitgangen!
Het delen op zich is niet zo’n probleem, één HC390 doet netjes al het deelwerk voor je.
Hm, dat doet me denken aan de recente discussie over dit onderwerp op EEVblog, heb die met belangstelling (en verbazing) gevolgd. Je hebt het dus niet met een microcontrollertje opgelost.... 
AHC CMOS heeft schakelsnelheden van een paar ns. [...] Dus ik wilde die flanken wat minder steil maken.
Was het dan niet makkelijker geweest om een wat minder snelle familie te gebruiken? Gewoon HCMOS?
Heb het schema in elk geval gesaved voor mogelijk toekomstig gebruik. Een 10MHz-referentie staat hier hoog op het verlanglijstje (liefst een stand-alone Rubidium atoomklok, anders een GPSDO).
Om adapters vrij universeel toepasbaar te maken heb ik een standaard 7805 stabilisator toegevoegd, aangevuld met beveiliging tegen verkeerd gepoolde adapters.
Als je een bruggelijkrichter had toegevoegd had je je om de juiste polariteit ook geen zorgen hoeven te maken en was het gelijk ook een ompolingsbeveiliging (zoals die Schottky-diode). Zo probeer ik het op te lossen. Zelf prefereer ik zoveel mogelijk apparaten met ingebouwde voeding, heb een enorme hekel aan die losse adaptertjes en snoertjes. Maar soms maak ik me er ook wel eens met een Jantje-van-Leiden van af, niets menselijks is me vreemd
Zeer net apparaat, de naam Miedema waardig. Ook een leuk stapeltje HP-apparatuur trouwens....
Op dinsdag 8 september 2026 21:07:45 schreef Bart777:
Ben het aan het simuleren in LTspice maar lijkt voorlopig niet te lukken met een HCU04.
Het idee is simpel voer een blok aan een integrator en je krijgt schuine flanken.Kan zijn dat het bij veel lagere frequenties wel lukt. Voorlopig enkel de HCU04 als model.
Dat wordt testen in LTspice. Eerst zonder weerstand en zonder condensator. Dan met weerstand en zonder condensator. Daarna aan de hand van deze drie metingen conclusies trekken.
Ook vraag ik mij af hoe nauwkeurig het LTspice-model van de HCU04 overeenkomt met de werkelijkheid.
[Bericht gewijzigd door ohm pi op (40%)]
miedema
Golden Member
Ha Nonius,
Die EEVblog discussie was een trigger. Iedereen in die discussie had het over één component dat nodig was voor een externe deler oplossing. Twistpunt was alleen CMOS deler of µprocessor. Dat er een ingangsschakeling en een uitgangsschakeling bij moest werd vergeten. Even als dat die schakeling een voeding nodig heeft.
Misschien moet ik daar nog wat posten....
De echte aanleiding was dat de 8640B het beter doet met een goede externe 5MHz referentie.
"Gewoon CMOS" is ook nog vrij snel. Is dat in SMD verkrijgbaar? Verder heb ik dit ontworpen met wat in huis was....
Als je een bruggelijkrichter had toegevoegd had je je om de juiste polariteit ook geen zorgen hoeven te maken en was het gelijk ook een ompolingsbeveiliging (zoals die Schottky-diode). Zo probeer ik het op te lossen. Zelf prefereer ik zoveel mogelijk apparaten met ingebouwde voeding, heb een enorme hekel aan die losse adaptertjes en snoertjes.
Een bruggelijkrichter aan de ingang van de voeding is een goed idee. Maar 99% van de adapters hebben de plus op de midden pin. Dan werkt die laatste 1% maar niet....
Een brugcel geeft wel 2x 0,7V aan verliezen en hogere minimale ingangsspanning, tegen hier slechts 0,3V voor 1 Schottky diode.
Verder let niets je om een trafo plus brugcel en bufferelco in het zelfde kastje bij te bouwen...
@Bart777:
Ohm pi heeft wel een punt. De uitgangen dan die inverters staan parallel. Hoe sneller ze schakelen, hoe kleiner het moment van vereffeningsstromen. (Daarom ook die aparte serieweerstanden van 150Ω er achter.)
Als je die transitie gaat vertragen, dan wordt dat niet beter... Tolerantie van die C's etc.
groet, Gertjan.
Nog eens gesimuleerd met een beter HCU04 model.
Komt er eindelijk uit wat ik voor ogen had. Plaatje 1
Ok ik denk dat het allemaal wel zal meevallen met gebruik zelfde ic en componenten die naast elkaar liggen.
Maar niet getreurd probeer het gewoon met een 2e configuratie met slechts 1 c en 1 r.
Plaatje 2 geeft zelfde resultaat. Het geheel is natuurlijk een simulatie waarbij het maar de vraag is in hoeverre dat ook in de praktijk gaat werken.
Ik weet niet wat de invloed is van het achterliggende netwerk zal zijn. Het is allemaal maar een idee.
Zit mij wel aftevragen hoe die pieken naar boven en onderen zullen uitwerken.
Simulatie met het eerste model ging de mist in doordat hij geen +5V voeding had hoewel het model wel 5V vermelde.
Op dinsdag 8 september 2026 21:47:15 schreef Bart777:
Zit mij wel aftevragen hoe die pieken naar boven en onderen zullen uitwerken.
Daar hoef je geen zorgen om te maken.
Die pieken in LTspice zijn hoogst onbetrouwbaar omdat het totale LTspice-model op alle punten afwijkt van de werkelijke configuratie. Bijvoorbeeld in LTspice hebben alle draden een impedantie van nul ohm en een parasitaire capaciteit naar elk component en de rest van de wereld van nul farad. Ook zitten er fouten in de gebruikte modellen.
Ik verwacht dat je op de plaats van de pieken ringing of andere ongein ziet.
Dit keer netwerk erachter gezet.
Uitgangsspanningen zullen natuurlijk rond 0V gaan liggen.
De pieken onstaan doordat de C eerder verandering doorgeeft dan de inverters en de invloed van hun minder is door de 150 Ohm weerstanden..
Verkleining van C naar 10pF verkleint pieken.
Het was allemaal leuk zolang het duurde.
Het brengt geen verbetering.
Ik zou niets aan het orgineel veranderen.
miedema
Golden Member
Nog een wat beter antwoord op de vraag van Nonius:
Was het dan niet makkelijker geweest om een wat minder snelle familie te gebruiken? Gewoon HCMOS?
Naast dat oudere CMOS families obsolete zijn, zijn er ook een paar goede technische redenen:
- Deze moderne CMOS poorten kunnen meer stroom leveren. (Output drive is 8mA, Iuit max is 25mA) En dat heb je ook nodig bij een 50Ω belasting.
De CD4000 serie kon slechts een paar mA per poort leveren....
- Deze moderne poorten hebben uitstekende ESD bescherming, en protectiedioden op in- en uitgang. Die extra robuustheid profiteer ik graag van. (Gebruik ik ook samen met R3 voor ingangsprotectie)
Ook 74HCU04 poorten kunnen minder stroom leveren. Output drive is 4mA, dus je hebt meer poorten parallel nodig. Er staat weinig in de datasheets over protectie. Transitietijd 5..7ns. Ik denk dat ik daar hetzelfde filter achter gezet had.
.
Een ander argument in de integrator condensator discussie:
Een CMOS poort bestaat uit een totempaal van 2 MOSFET's. Waarvan er altijd maar eentje geleid. Daar komt het lage stroomverbruik vandaan.
Met die integratie C ga je forceren dat een periode beide MOSFET's geleiden. Er gaat in die periode dus een grote ruststroom lopen...
Volgens de datasheets zo'n 27mA per buffer. Ik geloof niet da je dat moet willen...
groet, Gertjan.
Op dinsdag 8 september 2026 23:38:57 schreef miedema:
..., maar er staat weinig in de datasheets over protectie.
Het is niet echt de bedoeling dat je in je schakeling actief gebruik maakt van de interne protectiedioden. De opzet is om het IC te beschermen tegen hobbyisten die nog nooit van ESD hebben gehoord en te pas en onpas met hun vingertjes de pootjes van het IC beroeren.
Op dinsdag 8 september 2026 22:12:44 schreef ohm pi:
[...]Daar hoef je geen zorgen om te maken.
Die pieken in LTspice zijn hoogst onbetrouwbaar omdat het totale LTspice-model op alle punten afwijkt van de werkelijke configuratie. Bijvoorbeeld in LTspice hebben alle draden een impedantie van nul ohm en een parasitaire capaciteit naar elk component en de rest van de wereld van nul farad. Ook zitten er fouten in de gebruikte modellen.
Ik verwacht dat je op de plaats van de pieken ringing of andere ongein ziet.
Een HCU04 model kan in analoge simulaties zeer nauwkeurig zijn dat is afhanhelijk van het model level / complexiteit.
Een model met bijv. alleen een math not-functie voldoet nooit voor analoge simulaties en is alleen te gebruiken voor eenvoudige digitale simulaties.
Die modellen zijn geen volledige transistorlevel modellen van het IC, die krijg je meestal niet van de fabrikant. De logic modellen voor LTspice die ik heb gezien bestaan in de kern inderdaad uit de logische math functie, in LTspice zijn dat zogenaamde A devices die zich naar believe kunnen gedragen als AND, OR, XOR, etc. Bij de in- en uitgang zetten ze er wat RC spul omheen om het gedrag te matchen met de datasheet.
e: het lijkt erop dat de HC/HCT modellen van Nexperia wel transistorlevel modellen zijn.
In m'n library zit een HCU04 die op transistor nivo is beschreven met de PMOS & NMOS W/L verhoudingen erin en met paracitaire L's en C's van de routing.
Voor een goede en betrouwbare analoge simulatie ontkomt men er niet aan om zich eerst te verdiepen in de opbouw van de gebruikte modellen.
miedema
Golden Member
Een paar metingen aan de uitgang van de Reference divider.
Eerst een spectrum meting van de 5MHz uitgang ZONDER filter:
Een enorme rij paaltjes! Je ziet het tekstboek spectrum van een blokgolf.
Ik heb meer verzwakking op de ingang van de analyser gezet dan strikt nodig, om er zeker van te zijn dat de analyser zelf geen harmonischen toevoegt of versterkt.
Vervolgens het spectrum van de 5MHz uitgang MET filtering:
Nog steeds het karakter van een blokgolf, maar de harmonischen zijn nu wel lager en minder.
Als je kijkt bij 50MHz dan zijn de harmonischen gezakt van -13dBm naar -22dBm. Bij 100MHz zelfs van -23dBm naar -42dBm. Hoger in het spectrum is er steeds meer verzwakking.
(De horizontale schaal is 25MHz per divisie)
Niet slecht voor een toevoeging van 2 componentjes.
Door de filtering is ook het gedrag verbeterd als de uitgang niet wordt afgesloten. Een rechte blok geeft met wat capacitieve belasting (coax kabel...) vieze ringing. Maar nu blijft het signaal netjes:
Dit is met 1 meter RG58 (ong. 100pF) naar de 1MΩ ingang van de scope. Er ontstaat een klein bultje na de flank, maar dat mag geen naam hebben.
Natuurlijk helpt het ook dat de uitgangsimpedantie voor de grondfrequenties 50Ω is, zodat de belangrijkste reflecties worden gedempt.
groet, Gertjan.
Niet geheel duidelijk waarom je de rise/fall tijden van de blokvorm groter wilt maken.
Ingangen van standaard logische IC's (e.d.) vinden het doorgaans niet fijn als de rise/fall tijden te groot worden (bijv. oscillaties op de flanken).
miedema
Golden Member
Ha Bobosje,
Doel is om het uitgangssignaal wat vriendelijker te maken voor z'n omgeving.
Een kabel met het signaal zoals op het bovenste spectrum straalt overal op in. *)
Referentie signalen zijn bijna altijd sinusvormig. Dus de ref ingang van een ontvangend instrument is daar op berekend, en zal geen enkel probleem hebben met wat slomere stijgtijden. (Achter die Ref ingang zit natuurlijk ook weer eerst wat beveiliging en conditioning)
*) Omdat deze Reference divider bedoeld is om één apparaat met afwijkende ref te bedienen verwacht ik dat de divider in de buurt van het apparaat ligt, en er dus 1 korte coax kabel naar toe gaat. Daarom vind ik deze lichte filter oplossing voor deze toepassing OK.
In het geval van meerdere lange kabels, zoals bij een 10MHz distributieversterker zou ik het signaal zeker filteren naar een sinus. Anders kun je low level metingen wel vergeten met die stralende bekabeling achter langs je meetplank.
groet, Gertjan.
miedema
Golden Member
Ik heb wel gespeeld met meer filtering op de uitgangen:
Hier zitten er Mini-Circuits filters op de uitgangen. Op de 5MHz uitgang een BLP-5 (5MHz low pass). En op de 1MHz uitgang een BLP-1.9 (1,9MHz low pass).
Door van een blok alle harmonischen weg te filteren houd je alleen de grondtoon over. Een sinus dus.
Op de scope zien die gefilterde uitgangen er dan ook zo uit:
En de gefilterde 5MHz output op de spectrum analyser:
Dat is dus de sjieke oplossing. Maar voor deze toepassing vond ik dit over the top.
groet, Gertjan.
Op dinsdag 8 september 2026 20:44:28 schreef Bart777:
Neem bijv. de bovenste hcu dan condensator van pin 12 naar 13 en weerstand tussen 13 en 3. En dat x4 natuurlijk.Zit mij wel aftevragen of dat alle meetapperatuur op het zelfde moment moet syncen. Door de flanken krijg je minieme tijdverschillen.
Het gaat niet om in-fase te zijn, dat wordt sowieso een leuke uitdaging omdat je eigenlijk nooit exact gelijke lengte coax voor de freq referentie hebt. En dan hebben we het maar niet over wat een generator intern allemaal doet uiteraard.
Op woensdag 9 september 2026 14:35:05 schreef miedema:
Ik heb wel gespeeld met meer filtering op de uitgangen:[knip]
Door van een blok alle harmonischen weg te filteren houd je alleen de grondtoon over. Een sinus dus.
Op de scope zien die gefilterde uitgangen er dan ook zo uit:
En de gefilterde 5MHz output op de spectrum analyser:
Dat is dus de sjieke oplossing. Maar voor deze toepassing vond ik dit over the top.
groet, Gertjan.
Sjiek misschien, maar feitelijk wel de juiste weg: een sinus en geen blokken op de referentie. Ook al omdat je best goede coax (afscherming ) nodig hebt om te voorkomen dat allerlei rommel uit je labreferentie distributienetwerk de shack vervuilt met RFI.
Dat doen ze in profi lab referenties doorgaans ook, sinussen. Zo hebben de distributieversterkers in mijn Efratom Rb referentie filters die echt goed gepiekt zijn op 5 of 10 MHz. Dat was even geklungel omdat ik 10 MHz wilde hebben en mijn Rb 5 MHz leverde.
Ik heb een doubler gebouwd die ik hier vond
https://www.timeok.it/time-and-frequency/
En de distributieversterkers omgebouwd voor 10 MHz.
En toen... toen kwam ik op een standje van CircuitsOnline een defecte 10 MHz Efratom Rb tegen ? ( inmiddels weer werkend). Je kunt er maar mee tobben immers.
Wilko
Trouwens: het is me opgevallen dat je praktisch overal op T&M apparatuur een 50 Ω BNC voor de freq ref aantreft, dat zegt alleen compleet niets over wat erachter zit qua impedantie. Meestal geen 50 Ω, en de signaalniveaus die verwacht worden zijn ook 'all over the place'.
Daar kun je fijn naar zoeken, bijv de HP 5342A 18 GHz counter gebruikt de 10 MHz ook om de CPU mee te klokken. Op een 'dun' 10 MHz extern ref signaaltje loopt de CPU niet of start onbetrouwbaar, Niet vragen waarom ik dat weet.