De CO Scope. Hardware ontwikkeling topic

Op 14 oktober 2005 11:55:17 schreef Evilest Aedolon:
Trouwens, ik wil niet in je papje brokken maar:

Ik snap geen bal van wat je zegt. Het principe van een scoop ken ik wel... Je lijkt net op een prof wiskunde al kan ik die onderhand wel begrijpen... Als je het nu over metamorfe ruimtes zou hebben...

Misschien kan je er de volgende keer eventjes bij vertellen wat die ingewikkelde dingen wel niet zijn?

Dat zou lief zijn.

??? nu ben ik de draad kwijt hoor EA ?

die IDE kabel is niet te doen. de connectoren daarvoor zijn moeilijk te pakken te krijgen. die 80 aderige kabel is wel leuk omdat is sgnaal grond signaal grond etc is mar de krimpconnectoren is een andr paar mouwen. kzal er eens in detail op studeren

Ik bedoel dat als je over de scoop praat je nogal ingewikkelde taal gebruikt.

het is anders prima te volgen. :)

Op 14 oktober 2005 22:30:55 schreef Evilest Aedolon:
Ik bedoel dat als je over de scoop praat je nogal ingewikkelde taal gebruikt.

En wat snap je dan niet?

MODULE 1 : Het moederbord

FTDI2232 , een MAXII ( welke weet ik nog niet precies , maar in ieder geval ene met 144 poten. ),
step down die 3.3 volt maakt
step down die 5 volt maakt (digitale nest)
+ en - 7.5 volt generator voor analoog
de benodigde protectie op de voeding zit er ook in
ik ga de footprints voor de dikke elco's dubbel uitvoeren. ja kan dan kiezen of je er de SMD opzet of gewone through holes.
Voor bepaalde elco's is het belangrijk dat het low-esr types zijn. die worden duidelijk gemarkeerd.

De FPGA beheert het moederbord , heeft een interface voor 24 rotary encoders, een matrix keyboard (64 keys) en een lcd display (hd44870 based , kan met dual werken , er zijn 2 chipselects voorzien )
er is ook een programmeerbare addressdecoder en gpio bus om leds etc aan te hangen.

een negatieve regulator kan de LCD bias verzorgen

vanwaar 24 encoder : je hebt er 2 per kanaal nodig : ene voor de verzwakker en ene voor de offset. 8 kanalen geeft je 16 encoders. daarnaast heb je 2 encoders voor de cursormetingen , ene voor de tijdbaseis , ene voor de trigger delay ene om te scrollen in de viewport en eentje voor triggerlevel. dat zijn er 22 i ntotaal. de andere 2 zijn reserve.

je bent niet verplicht die in te bouwen , alles kan via de muis, maar ik wil die dngen wel.
ditto voor dat lcd scherm. das optioneel.

De voeding heeft een gelijkrichter aan de ingang zitten ( kwestie van geen problemen te hebben met verkeerde polariteit met die adapters.

de ingang mag tussen 9 en 24 volt liggen. stroom hang ervanaf hoeveel modules je erinstopt.

uit het moederbord komt een flatcable poort die alle 'meetkaarten' kan sturen.

wat zit op de kabel:
8 datalijnen , 8 addresslijnen , een addressselector (5 lijnen om eenkaart te kiezen),rd , wr, een interrupt lijn (open collector), deze sigalen hangen aan de usb controller.

tussen de kaarten en de fpga op het moederbord lopen er ook nog de vogende signalen : de global trigger (ook een open collector. als iedere kaart dat signaal lost ( dus ieder kaart kwalificeert de trigger ) dan triggeren ze en start de samplng, een force trigger vanuit de fpga,en nog een aatal reserve signalen die naar de fpga gaan. ( je weet maar nooit ... )

de voedingen ritsen we door via een tweede kabel ( beetje principe van harddisken , een datakabel en een powerkabel.
6 pinnen : +7.5 gnd -7.5v , en 3.3v gnd +5v

de eerste 3 zijn analoge voedingen. die mogen ALLEEN worden gebruikt om de ingangstrappen en a/d convertoren )analoge kant ervan) te voeden. op de meetkaarten worden die spanningen omlaag gebracht met ldo's naar +5 en -5 volt + de nodig filtering. de gekozen ldo's hebben een zeer hoge psrr ( twordt waarchijlijk een ld1083 of iets anders van inear technologies , maar daar zijn we nog niet :-) )

de +3.3 volt en +5 volt dienen om de digitale nest te voeden. 5 volt voor usb engine en lcd en voor eventuele later kaarten.
de 3.3 volt is voor alle digitale nest.

ALLE signalen op de backplane zijn 3.3 volt MAAR 5 volt tolerant.

de vrije ruimt wordt opgevuld met boorgaten ( gaatjesprint )

kaart wodt eurokaartje. Der zit ook een jtag poort op om de fpga te kunnen flashen.

ik ga de layout zodanig maken dat dat kaartje ook voor andere doelen kan gebruikt worden.: als fpga experimenteerbord. je zet er dan alleen de 3.3 en 5 volt regelaar op. en je bent weg. evt de usb controller kan ook.
in de 144 potige famileie zijn ze allemaal pin compatible en er zijn redelijk grote ( in aantal gates ) beschikbaar.

ik hoop tegen eind volgende week het schema daarvan klaar te hebben ( moet eerst mijn boek vb dit weekend af hebben ).

straks komt er nog meer ( later op mijn dag :p ) over de sampler kaart.

aan jullie om eens goed na te denken of we op het moederbord iets vergeten zijn ...

Op 14 oktober 2005 22:59:11 schreef sven:
[...]

En wat snap je dan niet?

Nog iets belangrijk over de hardware. De A/D convertor draait ALTIJD op 100 megasample ( je mag die clock niet lager maken anders werkt hij niet meer, tis ene pipelined die charge transfer doet en de lading gaat verloren waardoor hij verkeerd zou meten). de controller selecteert 1 om de zoveel samples ( 1:1 1:2 1:5 1:10 etc ) er zit een spike detector die de maximum en minimum bekijkt van de weggesmeten samples. die spike zet een vlag die aangeeft dat er ietys tussen samples is opgetreden. je kan via software kiezen of je de sample waarde wilt hebben of de spike waarde ( glitch detect) . dus das er ook al in

pipelined met charge transfer...
Die eerste zin waarom die A/D niet lager kan...

Op 15 oktober 2005 18:31:46 schreef Evilest Aedolon:
[...]
[...]

pipelined met charge transfer...
Die eerste zin waarom die A/D niet lager kan...

omdat het een pipelined convertor is tiens.

charge transfer maakt gebruik van een sample en hold verterker. die laadt een condensator ( intern in de chip ) met de ingangsspanning gedurende een bepaalde tijd.
die tijd komt uit de sample clock. als je de sample clock aanpast ( trager maakt ) dan laadt je de condensator te lang waardoor de meting fout is ( je overlaadt dat ding.) by de volgende cyclus word die lading gedumpt in de a/d

dat ding is perfect gewogen zodat als je 1 volt aanbiedt aan de ingang en je laadt gedurende 10 nanoseconden ( de sample clock) je dan genoeg lading hebt om de comparator die de spanning meet een '1' te laten detecteren.

by de volgende clock cyclus wordt de lading in de sample capaciteit gedumpt in de echte convertor ( de transfer)

De convertor is een switchcap convertor. ze laden een aantal condensatoren elk via hun eigen weerstand. de R/C verhoudingen zijn 1:2:4:8 etc. wanneer een meerwaardige bit toggled wordt de vorige cap terug ontladen. Ze tellen eigenlijk binair door condensatoren te laden en te ontladen) de lading verkruipt tussen de condensatoren. aan het einde van de laadcyclus wordt er gekeken op welke condesatoren genoge lading staat ( via 8 simpele comparatoren, diezelfde die ook beslissen wanneer een vorige cap moet ontladen worden ) en je hebt direct je digitale waarde.

het voordeel van dergelijke convertor is dat ie ongevoelig is voro ruis op de ingang ( je bemonster ) en ongevoelig voor toleranties binnen het produktie proces. de absolute waarde van de weerstaden en condensatoren speelt geen rol zolang ze relatief ten opzichte van elkaar maar de juiste verhouding hebben. en die verhouding ligt vast in de geometrie ( een condensator verdubbelt in waarde als je de oppervlakte verdubelt , een weerstand verdubbelt als je hem tweemaal zo lang of half zo breed maakt ) dus dat heb je perfect onder controle.

Dat is het princiepe.
Nu is er nog iets wat ik niet uitgelegd heb. de convertor heeft een ijk cyclus . daarbij wordt de referentiespanning gebruikt om de boel af te wegen. de echte sample tijd is inderdaad 10 nanoseconde aan de ingang. de convertor transfereert de lading op de samplecapaciteit echter veel sneller ( in 1/5 vand e sampletijd ) de stijgende en dalende flank van de sampleclcok wordt gebruikt. de condensatoren in de convertor worden eigenlijk 'voor' geladen met de referentiespanning ( die is gekend ) die binaire waarde wordt gestockeerd in een register. nu worden al die caps ontladen met de lading die in de sample cap zit ( dat gebeurt via stroomspiegels. in de zelfde tijd . nu krijg je een tweede getal wat de gewogen waarde is tussen de ingangsspanning en de ijkwaarde. met wat simpele wiskunde kan je daaruit exact de waarde berekenen die aan de ingang stond. ( tis hetzelfde princiepe wat in dual slope convertoren gebruikt wordt.)
naast de preciesie is het tweede grote voordeel van dergelijke convertor dat ie razendsnel is, en relaitef wienig analoog spul bevat. 1 comparator 1 weerstand en 1 condensator per bit + een multiplexer om te schakelen tussen referentie en meetwaarde. ( dat zijn 4 mos transistoren )
Een flash convertor heeft teveel rpoblemen met gelijkloop in analoog en ook veel te veel electronica nodig. plus het hercombineren aan de dgitale kant levert teveel delay op.

vandaar ook dat die convertor 5 clock pulsen nodig heeft voor een conversie. de data doorloopt intern een aantal bewerkingen zowel in analoog gebied en in deigitaal gebied (vergelijk het met een pipeline (tis ook een pipelined convertor) 1e clockpuls : sample meetwaarde : 2e clockpule laadt en ontlaadt ( beide vlanken) 3e clockpuls : berken delta stap 1 ( verschil ) 4 en 5 e clokpuls de deling en de data komt op clock 6 naar buiten. vergeet daarbij niet dat bij clockpulse 2 opniew de samplecap geladen geweest is . kortom tis een lopende band die op de cadans van de clock loopt. als je in de datasheet kijk staat het timing diagram erin dat toont wanneer welke sample waarde naar buiten komt.

als je de clock verandert dan loopt de boel verkeerd want je overlaad de condensatoren. ( de comparatoren die bepalen wanneer een cap genoeg lading heeft en wanneer niet krijgen hun referentiepunt ook van de ijkspanning als je te lang laadt dan 'clipt' de boel. vergelijk het met een DC offset die je erop zou steken. tis beetje moelijk om uit te leggen. tkomt er op neer dat de condesatoren nooit mogen vol geladen zijn of vol ontladen zijn om dit ding te laten werken. en aangezien de vref constant is en de weerstanden en caps constant zijn is de enige kritische factor tijd. vandaar dat dat ding niet werkt bij lagere clockfrequenties. hij is getuned voor 100MHz.

nog iets.

je weet dat een R/C curve een kromme is ( tis nie tlineaire ) de capaciteits waarde van de smaple en hold en de totale waarde van de switchcap convertor zijn identiek.
dus desondanks dat het tijdverloop krom is blijft de delta tussen de twee lineair.

De reden dat die convertor een differentiele ingang heeft is omdat ie dan de juiste polariteit kan kiezen ( de ijking moet immers 'ontladen' worden. ze schakelen gewoon naar de juist kant ( er wordt maar 1 van de twee kanten effectief gebruikt ) + ze kunnen door de differentiele aard vant beestje ook nog van de common mode vanaf geraken en hun CMRR en PSRR wordt ook een flink stuk beter aan de ingangstrap.

knap stukje techniek niewaar ?

ik heb hier nog niet veel van gevolgd.
ik lees net een paar berichten van free electron en volgens mij als je een prototype of het apparaat helemaal klaar heb kun je mischien wel aardig wat zakcenten verdienen door met het apparaat naar de fabriek te gaan ? toch? en dan merk van bijvoorbeeld deze site erop toch ??
lijkt me toch een erg goed idee.

MVG.
Kevin

Op 15 oktober 2005 19:51:40 schreef Kevinoud:
ik heb hier nog niet veel van gevolgd.
ik lees net een paar berichten van free electron en volgens mij als je een prototype of het apparaat helemaal klaar heb kun je mischien wel aardig wat zakcenten verdienen door met het apparaat naar de fabriek te gaan ? toch? en dan merk van bijvoorbeeld deze site erop toch ??
lijkt me toch een erg goed idee.

MVG.
Kevin

dat lukt niet meer. HP/Agilent en Lecroy en Trektopnix en al die anderen heben veel straffer spul. ( gebaseerd op t'zelfde princiepe , maar zij hebben meer number-crunching power)

Hoeveel vermogen gebruikt de analoge deel? Want je moet van 9-15 Volt naar -7.5 converteren. Ik hoop dat je voldoende vermogen eruit kan halen.
En wordt de geschakelde voeding voor de analoge deel wel stabiel genoeg, zodat het de meting niet verstoord? (dat je bv. geen frequentie component hebt dat op de schakelingsfreqentie zit)

Op 15 oktober 2005 21:28:51 schreef miniK0bo:
Hoeveel vermogen gebruikt de analoge deel? Want je moet van 9-15 Volt naar -7.5 converteren. Ik hoop dat je voldoende vermogen eruit kan halen.
En wordt de geschakelde voeding voor de analoge deel wel stabiel genoeg, zodat het de meting niet verstoord? (dat je bv. geen frequentie component hebt dat op de schakelingsfreqentie zit)

je hebt blijkbaar mijn detailpost van het moederbord niet gelezen

de switchers draaien allemaal op hoge frequentie ( rond de 800kHz tot 1MHz , of misschien zelfs erboven) dus filteren is geen probleem
vermogen is ook geen probleem. ze kunnen 1 ampere leveren. een kaart trekt maar rond de 150 milliampere. dus 4 kaarten analoog is geen probleem

de spanningen worden op de analoge kaart verder gefiltered en geregeld.

ik ben aant zien hoe gemakkelijk mini-PC voedingkjes te krijgen zijn ( 5 volt en 12 volt uit )

Op 15 oktober 2005 19:41:07 schreef free_electron:
[...]
omdat het een pipelined convertor is tiens.

charge transfer maakt gebruik van een sample en hold verterker. die laadt een condensator ( intern in de chip ) met de ingangsspanning gedurende een bepaalde tijd.
die tijd komt uit de sample clock. als je de sample clock aanpast ( trager maakt ) dan laadt je de condensator te lang waardoor de meting fout is ( je overlaadt dat ding.)
...

Dus de hold waarde van de sample is afhankelijk van de "meettijd" van de clock?
Dat lijkt meer op een counter schakeling dan op een A/D convertor...

inderdaad. tis een gesofistikeerde teller.

maar uit je reaktie opmakende begrjp ik ook dat je het nog niet heleaal snapt.

toen ik voor het eerst met die dingen in aanraking kwam een 10tal jaar terug kostte het mij ook moeite om het systeem te begrijpen.

ik probeer effe opnieuw.

het onderliggende princiepe is dual slope integratie. dat is een veelgebruikte techniek (onderandere de bekende 7107 7106 ca 3161 gebruiken die. )

Bij een a/d convertor wordt je precisie ( niet je resolutie , das iets anders. je resolutie is wat de kleinste waarde is die je kan meten per stap, je precisie is hoe nauwkeurig je erop zit. . miljaarde ... da zijn nog twee van die dingen die iedereen ( ook ik soms ) door elkaar haalt )

bon reset . we beginnen opnieuw

Resolutie van een ad omzetter. dit wordt bepaald door het aantal bits. stel je hebt een referentiespanning van 1.024 volt en een 10 bit omzetter. je resolutie is dan theoretisch 1 millivolt. referentie/aantal bits
wat is nu precisie : stel je krijgt 512 millivolt binnen. de uitgang moet dus in princiepe ook 512 zijn. wat gebeurt er als je 512.1 millivolt binne krijgt ? of 512.5 millivolt ? naar waar helt de uitgang ? en bij 512.9 ? als ie dan nog altijd 512 tekent an de uitgang is de precisie ver zoek ...

de precisie hangt ook voor een deel af van de precisie van de 'ijkpunten'. je kent het princiep van een weerstandsladder omzetter. als die weerstanden niet identiek zijn dan kan het zijn dat de trappen er zo it zien 1 millivolt ,1.9 millivolt (zou twee moeten zijn), 3.1 millivolt ( moest 3 zijn ) je ziet dat er een grote fout optreed bij codeverandering van 2 naar 3 . je zit er daar .2 millivolt naast. das maar liefst 20% van een stap.
die gegevens zijn bij dergelijke cnvertoren beschikbaar : step-to-step error en linearity error (DNL en SSL geloof ik noemen die twee parameters)

bon een omzetter heeft dus op veel manieren last van toleranties die de precisie om zeep helpen.
Nu heeft ene meneer Robert Pease het volgende bedacht:
als je nu eens gedurende een gekende tijd een condensator laadt met een stroom evenredig afgeleid uit je meetwaarde ( das via een domme weerstand , vergeet effe die rc curve voor het ogenblik dat komt later aan bod) en je ontlaadt daarnaa die condensator terug met een gekende stroom en je meet de tijd die je daar voor nodig hebt. dan heb je eigenelijk electronen geteld. je hebt de condesator gedurende een gekende tijd opgeladen met een aantal coulomb , en je hebt hem ontladen en gemeten hoe lang dat duurde. Je kan nu uitrekenen wat de laadspanning was. wat is de waarde van die weerstand ? Speelt geen rol tis diezelfde weerstand die gebruikt is om te ontladen, dus die fout heft zichzelf op. Wat is de waarde van de condensator ? speelt opnieuw geen rol dat heft zichzelf ook uit de vergelijking. het enige wat van belang is, is de nauwkeurigheid van je tijdmeting en dat kan je verschrikkelijk precies maken.

omdat het moeilijk is om exact nul te detecteren ( ruis en anderen ) wordt een andere truuk gebruikt. Er is nog een tweede reden. je weet dat spanning over een condensator niet lineair oplopt als je die laadt via een weerstand. als je 1 volt gebruikt dan is de stroom bijna lineair totdat je 0.63 volt bereikt , daarnaa buigt ie af en pas 5 x de tijd die je nodig had tot om tot aan 0.63 volt te geraken later issie bijna vol. ( tis een reeksontwikkelen : consulteer EA als je t precies wilt weten , ik krijg er buikpijjn van. )
die eerste stap is ook de meest lineaire ( hij is niet lineair hor , hij is alleen lineairder dan de resterende 4 )
het is dus ook belangrijk voor de meetfout dat we daar zoveel mogelijk werken. het spanningsverschil over tijd wordt kleiner als de condensator voller is. dus voor de precisie is dat wel van belang. we willen een zo groot mogelijk verschil.

dus wat doet een echte delta slope omzetter :

ze gaan een referentiestroom ( afgeleid uit een referentispanning ) gaan gebruiken om die condensator eerst op te laden gedurende een gekende tijd. die tijd word zo afgesteld dat de spanning op de condensator dan 0.63x vref is. je weet dat je dan nog int lineaire gedeelte zit.
nu gaan ze met een stroom afgeleid uit de ingang die condensator ontladen tot een bepaalde drempel ( meestal nul , maar tkan ook de helft zijn )die tijd wordt gemeten.
de boel is zodanig uitgezet dat de gemeten tijd direct op eendisplay gezet kan worden ( das een samenspel van clockfrequentie en de vref en de stroom die gerbuikt wordt, ahoewel de stroom redelijk wat tolerantie mag hebben , immers dezelfde wordt gebruikt voor laden en ontladen dus de fout daar heft zichzelf op , tmal alleen niet te lang duren om zelfontlading van de condensator geen effect te laten spelen.)
vandaar dat men bij dergelijk convertoren ook altijd van het aantal counts spreekt. das da maximum waarde van de teller die daar in zit. een dualslope doet dus eigenlijk niks anders dan lading per tijd meten. , lading per tijd is stroom , en strom door weerstand geeft spanning. en omdat de weerstand gelijk is bij de ijking en de meting verdwijnt de fout uit de vergelijiing.

bon , das princiepe 1. he nadeel van dergelijke converotr is dat ie traag is. voordeel is de grote nauwkeurigheid, immers toleranties spelen geen rol meer

nu komt switchcap aan de beurt. wat doet dat ding nu : die heeft en aantal stromen in parallel lopen volgens een gewogen systeem elk van die stromen converteert dus een beetje van de lading. 1 schoenmaker kan 1 schoen per ur maken , 10 schoenmakers maken er 1 per uur .. zelfde concept. alleen zijn het in dit geval verschillende schoenmakers de ene maakt een grotere maat dan de andere...

bij deze convertor is er ook geen clock. het systeen is zelf timend althans voor het laden/ontladen van de meet 'emmer' er is ook geen teller meer die de waarde bijhoudt.

je hebt wel nog een gekende tijd nodig om de condensator te laden, dat is de sampleclock. gedurende de tijd datie hoog is wordt ie geladen met referetiestroom ( wat die ook mag zijn ) gedurende de laag periode wordt de lading daaruit gehaald door zijn broertjes (allemaal in parallel ) zolang de laadperiode kort genog is om in het meest lineaire gedelte van de rc constante te blijven is de fout verwaarloosbaar.

vandaar dat je bij die convertor de clock moet binnen bepaalde perken houden. als je trager dan 85Mhz gaat dan ga je over 1rc tijd en wordt je fout groter, ga je rapper ( 110 gellof i is de limit ) dan kan het digitaal gedeelte niet meer volgen en kom je daar in de knoei.

ee gewone dual slop heeft alleen last van verkeerde tijdmeting. en das waar tschoentje wringt. : jitter. als die clock 'zweeft' krijg je fouten.

bij dergelijke convertoren is de procentuele fout van de clock van grotere impact naarmate de freqentie hoger wordt. vandaar dat bij dual slope met lage frequentis gewerkt wordt.

die switchcap heeft daar ook last van maar , omdat de meting in 2 pulsen gedaan wordt on plaats van in 40000 krijgt de jitter op de clock geen kans roet int eten te komen gooien , immers twee openvolgende pulsen zullen maar miniem in tijd vershllen. dat wordt anders als je puls 1 en puls 40000 zou bekijken. dus das weer een potentiele fout geellimineerd.

switchcap is hedentendage de meest gebruikte techniek in ic's , video a/d , signaalverwerking waar snelhied belangrijk is gevolgd door aantal bits : switchcap. als resolute echt belagrijker is dan snelheid dan gaan ze over naar sigma delta omzetters. maar die zijn stuk trager dan switchcap.

Zou je een concept circuit van de geschakelde voeding (of een deel ervan) kunnen posten, met eventuele component keuze?

Op 12 oktober 2005 00:53:49 schreef sven:
galvanische scheiding tussen pc & scope misschien ook wel leuk / handig / veilig ?

Akkoord

Ik veronderstel dat die pcb in een "inkoopactie" kan gefabriceerd worden? Misschien dan al met enkele (met de hand moeilijk soldeerbare) chips reeds onboard?

Ook geinteresseerd!

ow we zijn nog zover niet. tzal waarschijnlijk iets van linear technoliges of national semiconductor worden . in ieder geval iets wat verkrijgbaar is via digikey.

ik zoubegot niet weten hoe je usb galvansich kunt scheiden, ik zou data kunnnen naar serialiseren , dan naar optocouplers en dan terug naar parallel voor de USB engine. maar dat is een ramp voor de doorvoersnelheid .. en dan die nest datalijnen . die zijn bidirectioneel. hoe ram je dat door optocouplers.... je kan dat noch op de usb kant noch op de interne bus structuren doen.

ik weet dat tv techniekers dat graag doen . .de scoop op een scheidingstransfo zetten om aan switchers te kunnen meten ....
maar dat is hier niet haalbaar.
trouwens das levensgevaarlijk. meet dergelijk gein met een differentiele probe of met een stroomprobe.

http://www.analog.com/en/subCat/0,2879,767%255F827%255F0%255F%255F0%25…

Staan er hier geen dingen tussen waar je USB galvanisch mee kan scheiden?

Ik denk dat het de mensen draait om het feit dat ze hun PC niet om zeep helpen met hun slechte soldeersels.

dat zou eventueel gaan (qua timing zitten ze redelijk. voor usb zijn ze niet bruikbaar , ik zou meten ingrijpen op de backplane. probleem is dat je er nogal een pak zult nodig hebben .... 4 vor de addressen , 2 voor de controle sgnalen en dan voor de databus ... die is bidirectioneel ... dus das er minstens nog eens vier plus de eventuele miserie voor directie omschakeling ...

trouwens dan rest er nog het probleem van de voeding. die zal ook gesplit moeten worden tussen een safe en een niet safe gedeelte. dat wil zeggen : alles dubbel. pffff en de ziwtcher zal in staat moeten zijn om eender welke common mode en eender welke differentiele spanning te kunnen houden .... dat wordt een nachtmerrie. no way. dat is niet haalbaar. ik ken trouwens geen enkele scoop met galvanisch gescheiden kanalen. HP heeft er geen, Lecroy ook niet, Tek ook niet. misschien in die handheld dingetjes dat het daar bestaat. maar ja daar zit het visualisatie gedeelte mee in .... dus daar speelt snelheid geen rol. ze isoleren via de voeding

voor pc opblazen is er geen probleem. de usb wordt gestuurd rechtstreeks uit de usb controller. daar kan niks mee mislopen.

ze moeten maar met een diff probe meten zoals het hoort als ze perse aan hoogspanning willen knoeien.

ze moeten maar met een diff probe meten zoals het hoort als ze perse aan hoogspanning willen knoeien.

Helemaal mee eens, ik heb hier een portable scoopje van tek, die heeft gescheiden kanalen (onderling) en is batterij gevoed.
Ik merk wel dat ik die nog wel eens misbruik voor differentieële metingen.
Maar denk maar niet dat de common-mode onderdrukking nu heel erg super is, zekers niet bij het voeden vanuit de lichtnet adapter.
De common-mode onderdrukking van de meeste scoops is maximaal iets van 60db dacht ik en rap afnemend bij hoge frequenties.
Dus gebruik gewoon de juiste probes, met een AD8130 en het juiste aanpassingsnetwerk bouw je zo een differentieële probe voor zeg een 20MHz bandbreedte.
In de 'electronics world' heeft Cyril Bateman eens een 100MHz differential probe beschreven.
Ik heb het artikel wel ergens liggen maar er zitten natuurlijk copyrights op, dus mocht je er belang bij hebben , dan moet je het kopen bij electronics world:

http://www.softcopy.co.uk/mag/default.asp?dir=ew&p=shopping&ac…

Heb je een datum bij dat EW artikel?

Gevonden: Dec 2001. p.922 Laten we die nu net niet hebben ;(

[Bericht gewijzigd door Henry S. op ]

Ik ben benieuwd hoe het met de scope staat. Zelf ben ik namelijk op zoek naar een PC scope. :)

Op 7 november 2006 00:52:07 schreef Xander2K:
Ik ben benieuwd hoe het met de scope staat. Zelf ben ik namelijk op zoek naar een PC scope. :)

Als je die op de korte termijn nodig hebt, dan kun je IMHO beter verder zoeken.

Op 7 november 2006 00:52:07 schreef Xander2K:
Ik ben benieuwd hoe het met de scope staat. Zelf ben ik namelijk op zoek naar een PC scope. :)

Misschien is dit ontwerp iets voor je:
http://www.circuitsonline.net/forum/view/40124/12

Tis niet zo'n heftig ontwerp als dat van Free Electron en niet zo snel als een reguliere PC scoop maar kan voor het audiospectrum prima dienst doen.

..

[Bericht gewijzigd door Martijn v op ]