Discrete audio opamp

Op 8 januari 2016 12:04:06 schreef flash2b:
Begrijp ik je goed dat je voor Q1 t/m Q8 allemaal BC547 / BC557 hebt gebruikt voor je bread board test?

Q7 en Q8 zitten er niet in, R13 en R14 zijn 10Ω. De ruststroom is ingesteld op 1mA.
Q1 t/m Q6 zijn idd allemaal BC547/BC557

Tijd om het dynamisch gedrag te bekijken.

R5 en R4 stellen de versterking in. Momenteel 22x

Plaatje 1 KHz, ingang 260 mV_pp :

De uitgang geeft 5,76 V_pp de gemeten versterking is dan 22,1

Aan de lage kant zijn er 2 filters die de doorlaat bepalen.
Dat zijn C1/R2 en R4/C3. R1,R3 en C2 zijn (nog) niet geplaatst.
C1/R2 heeft een kantelfrequentie van 1,6 Hz
R4/C3 heeft een kantelfreqentie van 1,6 Hz

Dat heeft Rod dus netjes op elkaar afgestemd

Nu had ik geen 4,7µF liggen, dus ik heb voor C1 2,2µF gebruikt. De kantelfreqentie wordt dus 3,3 Hz.

Het lage -3 db punt heeft een spanning die 0,707 lager is dan de nomimale spanning, dus in dit geval 4,07 V_pp

Klopt wederom als een zwerende vinger

Aan de hoge kant spelen R1 en C2 en rol. Nu zitten deze er beiden niet in, dus ik ga gewoon maar eens kijken waar het hoge -3 db punt zit.

Op 820 kHz dus. Dat geeft een Gain Bandwidth product van 22 x 0,82 = 18,04 MHz. Valt me helemaal niet tegen, gezien alles op een breadboard is gebouwd.

Als laatste nog de step response:

Ziet er helemaal niet verkeerd uit. Geen heftige ringing of overshoot.
Even uitvergroten om de slew rate te kunnen bekijken:

In 1,5 hokje (=0,75 µs) gaat de spanning 5,6V omhoog. Dat geeft een slew rate van 7,5V/µs. Niet slecht.
Dit is wel zonder belasting, dus wat er gaat gebeuren onder (complexe) belastingen valt nog te bezien.

Stay tuned!

Hi JBerg54,

Door het aanpassen van de stroom door de ingangstrap verander je ook het HF gedrag.
Ik vind dit minder wenselijk.
Q4 ziet door jouw verandering een heel andere impedantie aan zijn basis.
Er is dan ook meer feedback naar de basis van Q1 door de CB capaciteit.
Ik denk meer aan het onderstaande.

Beide basissen zien ongeveer voor DC de zelfde weerstand, Q1 ziet 23K en Q2 zet 22K.
Een kleine potmeter tussen de twee emittors van Q1 en Q2 (begin met 100 Ohm) geeft je de mogelijkheid de offset weg te regelen,
dit samen met het termisch koppelen van dit paartje.
De loper komt aan de collector van Q3
Is het regelbereik nog te groot, dan over de potmeter 100 Ohm zetten.

Als je dit gaat bouwen kan je ook een simpele transitor testen kopen op ebay en wat transitoren uitzoeken op gain en Vbe.
Wil je veel dingen beter hebben, dan zal je snel dit in verhouding simpele schema moeten loslaten.

Als ingangstrap zou ik wat andere transitoren nemen maar deze kunnen ook.
Q4, Q5 en Q6 specificeren met -16 als optie dus b.v. BD139-16.

Zet ongeveer 0,1uF over Q9.

Q7 en Q8 kan dit goedkope paartje genomen worden 2SA1943 & 2SC5200, bij EOO 4,25 per paartje.
Hoe er rekening mee dat er Low ESR condensatoren direct over de voeding (Emittors Power transitoren) naar de voedings nul komen.
Ik heb het dan niet over draden die 10cm lang zijn!!!

Mijn eerste 2 cent

Gegroet,
Blackdog

Uit een zak van 200 stuks 2N2222 heb ik er 10 gepakt, en deze in de tester geduwd:

Zit toch best wel kort bij elkaar. Ik werd op het laatst best wel handig met de pootjes uit elkaar buigen om ze in het ZIF voetje te stoppen. Mijn indruk is dat de eerste paar wat warmer geworden zijn, doordat ik die langer in mijn handen gehad heb. Aan de Vbe te zien heb ik de eerste het langste vast gehad

#11 is ter controle een 2N3904

Poging tot topic-kaap :

Waarom zie je in dit soort schema's nooit een tegenhanger voor R6? Ik zou verwachten dat de ingangstransistors zo gelijk mogelijk worden ingesteld, en dus ook een gelijke collectorbelasting krijgen? Mogelijks kan er gecompenseerd worden voor de basisstroom van Q4, de weerstanden hoeven niet gelijk te zijn. Maar helemaal niks in de collectorlijn van Q2 vind ik ... raar.

Dankje, JBerg54, de stroom zal inderdaad wel uitgemiddeld worden. Maar op zijn minst de disspitaie zal toch verschillend zijn, de ene wordt toch warmer dan de andere, met alle gevolgen vandien? Ok, je kunt ze termisch verbinden en dat wordt ook algemeen aanbevolen, maar dan nog begin je toch met het probleem te voorkomen, of toch minstens te beperken, vooraleer je oplossingen aanbrengt?

PS bovenal: bedankt om het topic te openen, ik lees met de grootste belangstelling!

Op 8 januari 2016 16:22:41 schreef big_fat_mama:
Dankje, JBerg54, de stroom zal inderdaad wel uitgemiddeld worden. Maar op zijn minst de disspitaie zal toch verschillend zijn, de ene wordt toch warmer dan de andere, met alle gevolgen vandien? Ok, je kunt ze termisch verbinden en dat wordt ook algemeen aanbevolen, maar dan nog begin je toch met het probleem te voorkomen, of toch minstens te beperken, vooraleer je oplossingen aanbrengt?

Omdat de actieve uitgang via de BE overgang van Q4 aan de positive voedingsrail hangt, is het verschil in collector spanningen maar 0,7V. Bij gelijke stromen door Q1/Q2 is dat een te verwaarlozen verschil.

Thermisch koppelen moet eigenlijk altijd. Dat zie je in echte high end apparaten ook altijd.

Maar je hebt wel gelijk, je moet alles eruit halen wat erin zit. En dus ben ik naar het deel rond R6/Q4 aan het kijken wat ik daar nog kan doen.
Wellicht een current mirror met twee transistoren. Dat zit in de NE5532 ook zo.

Dat heeft nog even wat tijd nodig. Ik moet ook nodig nog eens een nieuw schema tekenen, want zo zoetjes aan verlaat ik Rod Elliott toch wel een beetje

Hi,

Even wat diepte investeringen in John

Ik heb de compound transistor comby van de BD139/130 en de 2SA1943 & 2SC5200 nooit getest op stabiliteit.
Er wordt regelmatig over gesproken dat dit niet goed gaat en ik heb ook instabiliteit gezien in deze setup.
Deze was met het plaatsen van één of twee weerstanden per paartje opgelost, dit kan in de emittors of de collectors van de BD139 en BD140,
denk dan aan een paar Ohm, testen moeten uitmaken hoe het hier uit te voeren.

Ik heb nu te weinig tijd, anders zou ik deze schakeling ook even op een experimenteer printje zetten voor jullie.
Waar ik ook mee zou experimenteren is een kleine niet ontkoppelde emittor weerstand voor Q4 samen met de aanpassing van de miller capaciteit.
Deze serie weerstand maakt de loopgain lager maar ook meer lineair, experimenteer puntje.
C6 kan misschien zelfs weg als je compound transitoren met de weerstanden stil zijn gemaakt.

Iets kleiner uitstuur bereik krijg je als je voeding voor de voortrap ontkoppeld zou worden.
Dus in de + en dan op het punt R11 en de collector van Q4 en R6 een weerstand hiertussen en weer met een goede eolco dit ontkoppelen.
Het zelfde geld voor het punt recht hieronder in het schema tussen R10 en R12 een weerstand en dan de elco weer aan de R10 kant.
Dit alles voor een lager vervormings percentage.

Door de hoge wisselspanning die aanwezig kan zijn op R5, R9 en R10 zou ik deze 1 watt typen nemen.

Gegroet,
Blackdog

Hi,

Nog wat centen als bijdrage, dit is hoe ik zou starten met testen...

Ik zou het zo dicht mogelijk bij het orginele ontwerp houden met wat kleine toevoegingen.
Voor je het weet wordt het veel complexer, kijk maar naar de opbouw van de "Blameless Amplifier"
Ik heb vrij lang met zo'n ontwerp als dit gegraaid als versterker, als ik het schema kan vinden,
dan laat ik het later hier even zien, was een jaar 30 geleden dat ik die versterker gemaakt had.

De toevoegingen zijn de ontkoppeling van de voeding, kleine emitor weerstand in de hoofdversterker,
dat is Q4 in het orginele schema.
R3 die is verkleint naar 100 Ohm, D1 heeft een elco als ontkoppeling gekregen.
C6 is voorlopig even weg, iedere powertor heeft een basis weerstand gekregen.
Q9 is voor hogere frequenties ontkoppeld met 0,1uF.

Er is een extra weerstand in de collector van Q2 om beide transistoren ongeveer de zelfde collector spanning te geven.
Of dit goed werkt zou gemeten moeten worden, het kan ook nog een negatief effect hebben op het AC gedrag als de DC instelling er op vooruit gaat.
Dan kan alsnog een elco over de extra 560 Ohm gezet worden om het AC gedrag weer te herstellen.

Shoot @ it!

Gegroet,
Blackdog

Misschien slim ontwerp, maar slimme oplossing.......?
Brrrr, die lange draden in de extreem vieze omgeving van een PC kast.

Iemand die veel werk heeft gestoken in het ontwikkelen van discrete op-amps voor audio is Samuel Groner: http://www.sg-acoustics.ch/analogue_audio/discrete_opamps/index.html
(Dat zijn echte discrete opamps, geen eindversterkers...)

groet, Gertjan.

[Bericht gewijzigd door miedema op zaterdag 9 januari 2016 10:58:15 (46%)]

@Henk : dat is mooi

Ondertussen kijk ik gewoon verder, en meet ook nog wel eens iets.

Ik had nog nooit met de FFT functie van mijn scoop gewerkt, dus het leek me wel aardig om dat eens af te stoffen.

Eerst maar eens kijken of ik alles ingesteld krijg. Dus de functie generator direct aan de scoop, en alles instellen. Eerst een zuivere sinus.

Mooi is de piek op 1 KHz te zien, en al het spul ligt daar minstens 50 db onder. Nu is de DA converter van de scoop maar 8 bit, dus qua diepte kom je daar behoorlijk tekort. Maar voor het grote idee is het prima.

Volgens de theorie hoort een blokgolf opgebouwd te zijn uit allemaal oneven harmonischen, die qua amplitude steeds verder inzakken. De grondgolf is 1 kHz, schaal 2 kHz/div

Leuk als theorie en praktijk bij elkaar komen

Als laatste nog de driehoek, wel hogere harmonischen, maar niet zo sterk als de blok. Ergens tussen een sinus en blok in zeg maar.

Nu ga ik dat eens aansluiten aan de preamp en kijken wat we daarmee kunnen

Er zijn geluidskaarten die 96 of 192Khz kunnen samplen.
Een betaalbaar voorbeeld is deze kaart, die kan 24 bit/96Khz afspelen en opnemen:
http://tweakers.net/pricewatch/322485/asus-xonar-dgx.html

96 KHz is redelijk goed betaalbaar, bijvoorbeeld een Asus Sonar DXG (vanaf ca. €30). Je kunt zelfs geluidskaarten tot 192 khz vinden, bijvoorbeeld de Asus Essence STX II , maar die kost wat meer. (€180) Ik noem even deze twee kaarten als voorbeeld, misschien dat er betere of goedkopere kaarten zijn.

hmm ik zal eens kijken wat ik volgende week aan spullen kan bestellen. Grappige is: jij bouwt feitelijk een stroombron. terwijl ik kies voor een spanningsbron.

mijn idee is ook niet voor een discrete op-amp te gaan, maar eigenlijk in basis dit ontwerp:

Ik wil 2 mosfets gebruiken als eindtrap, die elk door 2 IC opamps als non inverting versterkers gestuurd worden. Door hun offset te gebruiken kan ik de bias inregelen. Die 2 opamps worden weer door 1 opamp aangestuurd. in feite dus 3 op amps en 2 mosfets..

let op in dit schema zijn redleijk random componenten gebruikt en is die biassing nog niet geregeld, dus verdient zeker nog wat aandacht.

het grote probleem van dit ontwerp zie ik ook al ontstaan: Thermisch weglopen van het geheel... (er is geen terugkoppeling hier nog) Ik zal iets met die offset moeten gaan doen.

Denk erover om een differentiaal versterker te gebruiken als terug koppeling en dan het oorspronkelijke ingangs signaal daarmee te vergelijken en dan OFWEL de gain Ofwel de offset weg te regelen om het spulletje netjes in balans te houden...

iig is het onconventioneel... Voordeel is dat ik een relatief lage uitgansimpedantie (minimaal de RDS(on) van de mosfets) heb en een relatief hoge ingangs impedantie. (uiteraard is die nog instelbaar met de eerste opamp die ik hier echt basaal heb getekend.

Discreet is hij iig niet!!! owh ja, v3 en V4 zijn modulaire DC gescheiden DC converters feitelijk.... die zet ik op een normale voeding en superponeer ik op de voeding van de aindtrappen.. Ze hoeven toch minimaal stroom te leveren.... of ik de voeding van de op-amps ook aan GND kan hangen: ik denk het wel, maar hangt af van hoeverre ze rail to rail gaan en in hoeverre ik de mosfets open moet zetten om ze in het lineaire gebied te gaan.

nogmaals, dit is een hersenspinsel, maar zo kijk ik er in theorie tegenaan.

@Henk: ben benieuwd, altijd leuk om andere ontwerpen te zien.

Sinds geruime tijd repareer ik vintage high end audio spul, en ik heb hier al veel voorbij zien komen en gerepareerd. Denk aan Luxman, Setton, Akai, Marantz, Yamaha, Pioneer, Sony, Denon, Onkyo, Void Accoustics, Bryston enz.

In mijn jonge jaren heb ik als ingenieur bij bij een grote gloeilampen fabriek gewerkt (op Strijp SB voor de insiders), bij basis audio ontwikkeling. Met name aan het DAT project. Basis ontwikkeling was het stuk na het Natlab, maar net voor de product ontwikkeling. Nu is dat allemaal wat roestig geworden, maar door veel te meten en door de service manuals van voorgenoemde merken te struinen heb ik wel veel gezien hoe daar bepaalde dingen opgelost zijn.

Ontwerpen met MOSFET's ben ik (nog) niet tegengekomen, dus ben ook zeer benieuwd naar hoe dat uitpakt.

@allen: bedankt voor de links naar de kaarten, wist dus idd niet dat er ook op 192 kHz gesampled kon worden.

@jberg: ik ben ook erg benieuwd. mijn ontwerp staat of valt met de lineairiteit en de runaway van de mosfets, maar door kant-en-klare prciesieop-amps (wellicht wordt het nog wel die OPA die hier al staat) te gebruiken, kan ik de sturing HEEL goed doen.

Echter je moet zel AUDIO mosfets hebbe: schakelmosfets zijn niet lineair. Probleem is dat die audio mosfets vaak niet in simulatie paketten zitten, dus wordt het gewoon bouwen.

ik heb destijds hier iemand ook geholpen met de (aldus CO hier klote IGBT ontwerp van elektuur) http://www.circuitsonline.net/forum/view/104048

ding is bij hem nu harstikke stabiel, maar hij had ook problemen met weglopende ruststroom. (zie topic)

Feitelijk hetzelfde verhaal waar ik al bang voor ben: Thermal runaway. Toen we gematchte transistoren hadden en ze thermisch gekoppeld was het probleem weg!

ik zeg neit dat het MOET, maar een mosfet heeft wel als mooie eigenschap dat je maar met 1 parameter rekening moet houden voor zijn sturing: SPANNING

stroom hoef je niet mee te nemen want dat loopt er niet. Als je hem in zijn lineaire gebied hebt. gezet, kun je gewoon naar hartelust spanning sturen zolang je maar in het lineaire gebied blijft.

Das theorie.

in praktijk blijkt er een tweede paramter te zijn die OOK het lineaire gebied beinvloed. Temperatuur.

Het probleem met BJT's is dat ze stroom gestuurd zijn en voor stroom heb je weer spanning nodig.. Dus komen er impedanties op elk gebeid die elkaar beïnvloeden en waardoor de ene wijziging direct gevolgen heeft voor de andere componenten. Het ding is mij gewoon te complex, en daarmee kan ik al het verhaal over die stroomspiegels en alles totaal niet meer volgen wat er eerder gezegd is. (mijn beperking in analoog + 8 jaar weinig meer ontworpen)

mijn hersenspinsel is eigenlijk VOLLEDIG modulair opgebouwd. je zou er zo een andere mosfet sturing op kunnen maken MITS: de versterking en uitgangsspanning voldoende is en je hem een offset mee kan geven om de mosfet in het linaire gebied te krijgen. Wat je ervoor gebruikt is qua impedantie (zowel aan ingang als aan uitgang) of qua te leveren stroom eigenlijk TOTAAL niet boeiend.... (okee, ik ga hier EVEN totaal voorbij aan gatcapaciteit die dus wel in sterke mate mijn stapresponsie gaat bepalen waarschijnlijk)

eigenlijk is het daarmee dus een compleet NONO en DUMMY hersenspinsel van een kind van 3..... (wat ik mezelf soms geestelijk ook vind )

maar dat is dus mijn uitgangspunt... Simpele henkie! Eigenlijk zijn het gewoon lego blokjes geworden die voor een kind zelfs goed te begrijpen zijn. en het geheel maakt er een audiotrap van...

Op 9 januari 2016 13:08:51 schreef High met Henk:
ik zeg neit dat het MOET, maar een mosfet heeft wel als mooie eigenschap dat je maar met 1 parameter rekening moet houden voor zijn sturing: SPANNING

stroom hoef je niet mee te nemen want dat loopt er niet. Als je hem in zijn lineaire gebied hebt. gezet, kun je gewoon naar hartelust spanning sturen zolang je maar in het lineaire gebied blijft.

Volgens mij is de basisstroom/collectorstroom relatie van een bipolaire tor veel meer lineair dan de gate-spanning/drainstroom relatie van welke FET dan ook, zelf zogenaamde "audio"-mosfets.

Ik kon niet meer wachten, na al dat gemeet wou ik hem ook wel een keer horen.

Dus heb ik er een Sennheiser koptelefoon aangehangen. Nou hebben die Sennheisers enorm lange aansluitsnoeren, dus daar ging het meteen al mis! Het Zobel netwerk aan de uitgang is echt nodig
De Senheiser is 2 x 25 ohm, dus heb ik er een netwerkje aangehangen van 33 ohm / 0.1µF. Eerste probleem opgelost.

Toen maar eens naar de toonfiets geluisterd. Dat klonk niet mooi. Het aansluitsnoer pikt allemaal rommel op en dat hoor je in de achtergrond. Het breadboard helpt ook niet echt mee, met al zijn lusjes. Toen de aansluiting van de toonfiets netjes afgesloten, en toen werkte dat ook goed. Wel nog het netwerkje aan de ingang gehangen, en toen was het goed.

Maar de ultieme proef was een Philps CD303 CD speler eraan, en Private Investigations van de Dire Straits erop.

Mannetje helemaal gelukkig, want het klonk echt geweldig

Ook net even de telefoon eraan gehangen. Grappig, nu hoor ik een aantal dingen die ik eerst niet hoorde. Als je van toepassing op de telefoon wisselt, hoor je dat het geluids ic wordt aan- en uitgezet. En als ie dan open blijft staan hoor je ook wel wat ruis.

Stay tuned !

Ha JBerg54,

Wat ik me dan nog wel afvraag is hoe je dan zit met de sample frequentie van je geluidskaart? Het is lang geleden dat ik daarna gekeken heb, maar ik meen dat daar gesampled wordt met 44,1 kHz of 48 kHz. Als je dan serieus wil kijken naar THD dan snij je dus een deel van het spectrum af, waardoor de cijfers mogelijk gunstiger uitvallen.

Na bovenstaande posts misschien een beetje mosterd na de maaltijd....
Hoe meer bits, hoe lager je ruisvloer, dus ook hoe lager je vervorming kunt zien. De sample frequentie bepaald uiteraard je frequentiebereik. 48kHz is voor THD nog wel OK, maar zeg maar tot grondtonen van 5kHz. (zie je nog net de 3e harmonische)

Zelf gebruik ik Clio, zeg maar software met bijbehorende geluidskaart (met ingebouwde verzwakkers en versterkers zodat je van -40dBV tot +40dBV er in kunt)
Eerst had ik een versie die 48kHz/16bit was, en daar kwam ik een heel eind mee. Voor luidspreker ontwerp zonder meer voldoende. Voor meten aan versterkers etc. was vooral de sample frequentie krap.... Je wilt frequentiecurven meten die verder gaan dan 20kHz, en THD van 10kHz is ook fijn om te zien, en dan ook meerdere harmonischen.....
Inmiddels heb ik mijn Clio geupgraded naar 192kHz/24bit hardware, en dat is eigenlijk nooit een beperking.

Nadeel van een geluidkaart gebruiken is natuurlijk dat je die geluidskaart ook mee meet, maar een loopbacktest (meten met uitgang doorgelust naar ingang) laat snel zien wat de beperkingen zijn. In alle gevallen zul je veel meer zien dan op je scoop

groet, Gertjan.

Hi JBerg54,

Uhm...
Geen enkele compensatie en je vind het vreemd dat je schakeling genereerd?

Plaats eens een Miller condensator zou ik zeggen.

Zou Zou ik testen, hang 220 Ohm over de uitgang.
Zet je scoop over de uitgang met een 1:10 probe
Voer een blok toe van zeg 1Khz, kijk hoe het signaal er uit ziet op verschillende tijdbasis instellingen.
Plaats nu steeds een grotere capaciteit parallel aan de uitgangs weerstand.
Je hebt heen "Power Stage" dus rustig aan hiermee
Zoiets in deze stapjes, 100pF, 220pF, 470pF, 1nF...
De flanken mogen eigenlijk niet meer dan 1 slinger hebben en niet meer dan 10%.
Een kleine condensator over de 22K terug koppelweerstand kan vooral bij een Breadboard helpen denk dan aan een tiental pF.

Succes,
Blackdog

PS,
Gertjan heeft het over zijn Clio systeem, dat is mooi maar ook duur.
Het voordeel is, dat je met dit systeem goed gedefineerde in en uitgangs niveaus hebt.
dit is een probleem waar je altijd aan moet denken bij het gebruik van geluids kaarten, staan mijn mixer niveaus wel goed?.

Ik heb een Prof licentie op Virtins, Arta en nog wat software op mijn meetcomputer staan.
Kost iedere keer aardig wat tijd de goede instellingen te vinden.
Ik meet met een M-Audio Delta AP192 geluidskaart in mijn meetcomputer.

Hieronder b.v. een plaatje dat het spectrum aangeeft van mijn generator uit de AP Portable One Plus meetset.
Het aangeleverde signaal is 40Hz en het niveau is 3V RMS.
De middeling staat op 8x en je kan behalve de harmonische ook de netfrequentie zien en de tweede harmonische op 100Hz en 200Hz.
De 200Hz kan ook een mix zijn van de meetfrequentie en de Net frequentie, moet je altijd op letten

Voor de liefhebbers, frequentie van 1Hz tot 1Khz om het wat moeilijker te maken voor de software.
Ik heb geprobeert de filtering zoveel mogelijk gelijk te houden,
dus Blackman Haris of een variatie hierop bij de verschillende paketten.
Het "0" db of referentie niveau is niet bij alle metingen gecalibreerd, niet zo van belang voor deze weergave.
Ik heb 24bit gebruikt bij als dit mogelijk was in de software voor 8KHz sample frequentie gekozen.

De Visual Analyzer versie 2014

Dit is ARTA

Dit is TrueRTA, kan alleen in BINS weergeven en de hoogste resulutie 1/24 octaaf.

Dit is VIRTINS, heeft de meeste mogelijkheden maar is ook duur.

Voor de gene die met deze software gaan spelen, neem er de tijd voor,
je hebt geen keus, het is meestal zeer complex.

Gegroet,
Blackdog

Soms gebeuren er ook wel eens dingen die je niet verwacht. Zo had ik verwacht dat ik niet in de buurt van de voedingsrails zou kunnen komen met het uitgangssignaal.

De reden daarvoor zocht ik in de spanningsreferentie met de led. Die is 1,9V waardoor er over de emittor weerstanden van de twee stroombronnen 1,15V staat. Een 2N2222 heeft een VCE_sat van 0,3V bij een I_c van 150 mA. Bij 2 mA I_c zal het nog veel minder zijn. Dus je zou verwachten dat je aan de negatieve rail toch zeker 1,3V zou moeten toegeven.

Aan de positieve rail is het wat gunstiger daar geef je eigenlijk alleen V_be van 0,65V toe (van Q5).

Dus verwachte ik een soort van asymmetrische clip, beter aan de positieve kant.

Maar eens meten:

Maar dat is helemaal niet zo. De clipping is symmetrisch, en aan elke kant geef ik ongeveer 1V toe.

Daar moet ik maar eens voor gaan zitten en over nadenken.

Stay tuned !

Op 9 januari 2016 14:34:29 schreef blurp:
[...]

Volgens mij is de basisstroom/collectorstroom relatie van een bipolaire tor veel meer lineair dan de gate-spanning/drainstroom relatie van welke FET dan ook, zelf zogenaamde "audio"-mosfets.

nou, dat is nu net hetgeen ik wil gaan onderzoeken!
Als je de datasheets bekijkt zou het allemaal redelijk lineair moeten zijn.
maar eventueel zou ik ook om kunnen schakelen naar IGBT's.
die lijken echter hetzelfde probleem als de audio mosfets te hebben....
bekijk deze even:
http://products.semelab-tt.com/pdf/magnatec/ALF16P16W%20ALF16P20W.pdf
tussen 2 en 7 V is hij behoorlijk lineair
bekijk ook even dat vanaf die 2.5 V de gatacapaciteit gelukkig constant is... Dat scheelt al

ik deel je mening dat het verband IB vs IC meer lineair is dan VG vs ID.
echter het probleem wat ik BETOOG... je kunt Ib niet goed lineair houden omdat op een bepaald moment door impedanties de spanning niet stabiel te houden waardoor het stroom verloop niet lineair is... Mijn idee is dus om maar 1 paramter variabel te maken... nogmaals overwegingen en keuzen..

Maar daarom is het ook zo leuk van Jberg doet

ik geef alleen aan dat ik het ander ga doen, omdat deze discussie al eerder gestart was.

@blackdog:
is het wellicht een mogelijkheid om straks bij u te komen testen als beide proto's af zijn? Ik ben wel benieuwd wie of wat er nu goed werkt...
wellicht komt er ooit een echte CO audio eindtrap.

Hi Henk,

Weer even kort door de bocht...

Q1 en Q2 is de verschil versterker, hier komt het eerste deel versterking vandaan.
Q7 en Q 8 zijn stroombronnen deze zorgen voor meer versterking en het is meer lineair.

Q4 is de Vas, de hoofd spanning versterker in deze schakeling.
Q5 en Q6 is alleen een stroombuffer die de collector van Q4 buffert.

Q3 en Q4 zijn beide weer stroombronnen die net als Q7 en Q8 de zelfde functie hebben.

JBerg54
Maak je niet druk over een kleine onbalans in het clip niveau.
Dit lijkt bij je +-8V veel maar als je bij +-25 a 40 volt kijk,
is het helemaal niets...

En wat denk je van het aangeboden signaal dat de versterker normaal verwerkt, is dit symmetrisch denk je

Gegroet,
Blackdog