Discrete audio opamp

Begrijp ik je goed dat je voor Q1 t/m Q8 allemaal BC547 / BC557 hebt gebruikt voor je bread board test?

Op 8 januari 2016 12:04:06 schreef flash2b:
Begrijp ik je goed dat je voor Q1 t/m Q8 allemaal BC547 / BC557 hebt gebruikt voor je bread board test?

Q7 en Q8 zitten er niet in, R13 en R14 zijn 10Ω. De ruststroom is ingesteld op 1mA.
Q1 t/m Q6 zijn idd allemaal BC547/BC557

Hij is enkel AC gekoppeld?
1mA... , hij is niet thermisch stabiel?

[Bericht gewijzigd door markce op vrijdag 8 januari 2016 12:40:54 (44%)

De enige AC koppeling is C1, de rest is allemaal DC gekoppeld. Staat zo in het schema.

Kun je verduidelijken wat je bedoeld met de ruststroom en de thermische stabiliteit?

Ik heb 1 mA als arbitraire waarde genomen (10 mV over 10Ω)

1mA is vlgns mij veel te klein, zeker een factor 10.
Met thermische stabiliteit bedoel ik dat de ingestelde ruststroom constant blijft bij wisselende omgevingstemperatuur, wisselende uitsturing en belasting.

C3 is ook een koppeling.

En waarom denk je dat er origineel 2n2222 en 2n3904 in zat (heb ik al beantwoord op het "high-end audio technieken" draadje).

[Bericht gewijzigd door markce op vrijdag 8 januari 2016 13:47:36 (21%)

Tijd om het dynamisch gedrag te bekijken.

R5 en R4 stellen de versterking in. Momenteel 22x

Plaatje 1 KHz, ingang 260 mV_pp :

De uitgang geeft 5,76 V_pp de gemeten versterking is dan 22,1

Aan de lage kant zijn er 2 filters die de doorlaat bepalen.
Dat zijn C1/R2 en R4/C3. R1,R3 en C2 zijn (nog) niet geplaatst.
C1/R2 heeft een kantelfrequentie van 1,6 Hz
R4/C3 heeft een kantelfreqentie van 1,6 Hz

Dat heeft Rod dus netjes op elkaar afgestemd

Nu had ik geen 4,7µF liggen, dus ik heb voor C1 2,2µF gebruikt. De kantelfreqentie wordt dus 3,3 Hz.

Het lage -3 db punt heeft een spanning die 0,707 lager is dan de nomimale spanning, dus in dit geval 4,07 V_pp

Klopt wederom als een zwerende vinger

Aan de hoge kant spelen R1 en C2 en rol. Nu zitten deze er beiden niet in, dus ik ga gewoon maar eens kijken waar het hoge -3 db punt zit.

Op 820 kHz dus. Dat geeft een Gain Bandwidth product van 22 x 0,82 = 18,04 MHz. Valt me helemaal niet tegen, gezien alles op een breadboard is gebouwd.

Als laatste nog de step response:

Ziet er helemaal niet verkeerd uit. Geen heftige ringing of overshoot.
Even uitvergroten om de slew rate te kunnen bekijken:

In 1,5 hokje (=0,75 µs) gaat de spanning 5,6V omhoog. Dat geeft een slew rate van 7,5V/µs. Niet slecht.
Dit is wel zonder belasting, dus wat er gaat gebeuren onder (complexe) belastingen valt nog te bezien.

Stay tuned!

Op 8 januari 2016 13:42:16 schreef markce:
1mA is vlgns mij veel te klein, zeker een factor 10.
Met thermische stabiliteit bedoel ik dat de ingestelde ruststroom constant blijft bij wisselende omgevingstemperatuur, wisselende uitsturing en belasting.

C3 is ook een koppeling.

En waarom denk je dat er origineel 2n2222 en 2n3904 in zat (heb ik al beantwoord op het "high-end audio technieken" draadje).

Er hangt nog geen echte uitgangstrap aan, die 1 mA is alleen maar om de cross over te elimineren.

Over C3 staat al iets in de vorige posting.

Ik heb ook 2N2222 en 2N3904 gebruikt, dat staat ook in de openingspost. In het schema staat BC546 getekend. Wat zou dat moeten uitmaken?

ERG leuk dat je het al zo oppakt. hetgeen je nu laat zien ziet er veel belvoend uit, maar zoals je zegt er is nogal wat gewoon aangenomen.

Hi JBerg54,

Door het aanpassen van de stroom door de ingangstrap verander je ook het HF gedrag.
Ik vind dit minder wenselijk.
Q4 ziet door jouw verandering een heel andere impedantie aan zijn basis.
Er is dan ook meer feedback naar de basis van Q1 door de CB capaciteit.
Ik denk meer aan het onderstaande.

Beide basissen zien ongeveer voor DC de zelfde weerstand, Q1 ziet 23K en Q2 zet 22K.
Een kleine potmeter tussen de twee emittors van Q1 en Q2 (begin met 100 Ohm) geeft je de mogelijkheid de offset weg te regelen,
dit samen met het termisch koppelen van dit paartje.
De loper komt aan de collector van Q3
Is het regelbereik nog te groot, dan over de potmeter 100 Ohm zetten.

Als je dit gaat bouwen kan je ook een simpele transitor testen kopen op ebay en wat transitoren uitzoeken op gain en Vbe.
Wil je veel dingen beter hebben, dan zal je snel dit in verhouding simpele schema moeten loslaten.

Als ingangstrap zou ik wat andere transitoren nemen maar deze kunnen ook.
Q4, Q5 en Q6 specificeren met -16 als optie dus b.v. BD139-16.

Zet ongeveer 0,1uF over Q9.

Q7 en Q8 kan dit goedkope paartje genomen worden 2SA1943 & 2SC5200, bij EOO 4,25 per paartje.
Hoe er rekening mee dat er Low ESR condensatoren direct over de voeding (Emittors Power transitoren) naar de voedings nul komen.
Ik heb het dan niet over draden die 10cm lang zijn!!!

Mijn eerste 2 cent

Gegroet,
Blackdog

Hi Blackdog,

Even van achter naar voren:

-in een ander draadje had ik al de Toshiba's 2SA1943 & 2SC5200 genoemd. Ook de dezelfde leverancier die je noemt
Even in het bakje gekeken, ik heb ze zelfs liggen

- BD 139/BD140 waren op, die komen eraan. Daar ga ik zeker nog e.e.a. mee testen.

- transistortester heb ik, uiteraard

Over de offset moeten we maar eens filosoferen
Ik schreef dat het om offset ging, maar dat is feitelijk niet juist. Het gaat om de input bias current. T.g.v. de redelijk hoge stroom van de stroombron loopt er in het orginele schema een input bias current van 10µA. Dat zorgt ervoor dat de ingang wordt opgetild door de stroom door R2.
Het is me niet duidelijk of Rod dat ook echt zo bedoeld heeft?

Ik had al eens zitten neuzen in het schema van de NE5532, deze heeft een input bias current van typ. 200nA (unity gain 10 MHz), dus ik dacht dat ik ook wel rond die waarde kon gaan zitten. Zoals ik het nu ingesteld heb zit ik op 272 nA. Ik vond een unity gain van 18 MHz ook niet slecht.

De truuk met het balanceren van de emitters was me uiteraard bekend

Als je meer centen hebt, laat maar komen.

Voorlopig is het niet meer dan een vingeroefening, om wat gevoel te krijgen.

Uit een zak van 200 stuks 2N2222 heb ik er 10 gepakt, en deze in de tester geduwd:

Zit toch best wel kort bij elkaar. Ik werd op het laatst best wel handig met de pootjes uit elkaar buigen om ze in het ZIF voetje te stoppen. Mijn indruk is dat de eerste paar wat warmer geworden zijn, doordat ik die langer in mijn handen gehad heb. Aan de Vbe te zien heb ik de eerste het langste vast gehad

#11 is ter controle een 2N3904

Op 8 januari 2016 15:26:56 schreef JBerg54:
Ik had al eens zitten neuzen in het schema van de NE5532,

Brengt mij op de vraag: waarom gebruik je niet een 5532 als ingangstrap? Of zeg ik nou iets heel doms?

Poging tot topic-kaap :

Waarom zie je in dit soort schema's nooit een tegenhanger voor R6? Ik zou verwachten dat de ingangstransistors zo gelijk mogelijk worden ingesteld, en dus ook een gelijke collectorbelasting krijgen? Mogelijks kan er gecompenseerd worden voor de basisstroom van Q4, de weerstanden hoeven niet gelijk te zijn. Maar helemaal niks in de collectorlijn van Q2 vind ik ... raar.

@KlaasZ: Ik kan er twee (directe) redenen voor bedenken:
1. Je wil (veel) beter dan de NE5532
2. Je hebt signalen nodig om de eindtrappen te sturen die je niet direct uit de opamp krijgt.

@big_fat_mama: in de emitters hangt een stroombron, die de totale stroom door collectors van Q1/Q2 bepaald/verdeeld.
Aangezien er aan één kant verder niks in de collector hangt, kun je dat deel van de stroom gewoon laten weglopen.

Dankje, JBerg54, de stroom zal inderdaad wel uitgemiddeld worden. Maar op zijn minst de disspitaie zal toch verschillend zijn, de ene wordt toch warmer dan de andere, met alle gevolgen vandien? Ok, je kunt ze termisch verbinden en dat wordt ook algemeen aanbevolen, maar dan nog begin je toch met het probleem te voorkomen, of toch minstens te beperken, vooraleer je oplossingen aanbrengt?

PS bovenal: bedankt om het topic te openen, ik lees met de grootste belangstelling!

Op 8 januari 2016 16:22:41 schreef big_fat_mama:
Dankje, JBerg54, de stroom zal inderdaad wel uitgemiddeld worden. Maar op zijn minst de disspitaie zal toch verschillend zijn, de ene wordt toch warmer dan de andere, met alle gevolgen vandien? Ok, je kunt ze termisch verbinden en dat wordt ook algemeen aanbevolen, maar dan nog begin je toch met het probleem te voorkomen, of toch minstens te beperken, vooraleer je oplossingen aanbrengt?

Omdat de actieve uitgang via de BE overgang van Q4 aan de positive voedingsrail hangt, is het verschil in collector spanningen maar 0,7V. Bij gelijke stromen door Q1/Q2 is dat een te verwaarlozen verschil.

Thermisch koppelen moet eigenlijk altijd. Dat zie je in echte high end apparaten ook altijd.

Maar je hebt wel gelijk, je moet alles eruit halen wat erin zit. En dus ben ik naar het deel rond R6/Q4 aan het kijken wat ik daar nog kan doen.
Wellicht een current mirror met twee transistoren. Dat zit in de NE5532 ook zo.

Dat heeft nog even wat tijd nodig. Ik moet ook nodig nog eens een nieuw schema tekenen, want zo zoetjes aan verlaat ik Rod Elliott toch wel een beetje

Hi,

Even wat diepte investeringen in John

Ik heb de compound transistor comby van de BD139/130 en de 2SA1943 & 2SC5200 nooit getest op stabiliteit.
Er wordt regelmatig over gesproken dat dit niet goed gaat en ik heb ook instabiliteit gezien in deze setup.
Deze was met het plaatsen van één of twee weerstanden per paartje opgelost, dit kan in de emittors of de collectors van de BD139 en BD140,
denk dan aan een paar Ohm, testen moeten uitmaken hoe het hier uit te voeren.

Ik heb nu te weinig tijd, anders zou ik deze schakeling ook even op een experimenteer printje zetten voor jullie.
Waar ik ook mee zou experimenteren is een kleine niet ontkoppelde emittor weerstand voor Q4 samen met de aanpassing van de miller capaciteit.
Deze serie weerstand maakt de loopgain lager maar ook meer lineair, experimenteer puntje.
C6 kan misschien zelfs weg als je compound transitoren met de weerstanden stil zijn gemaakt.

Iets kleiner uitstuur bereik krijg je als je voeding voor de voortrap ontkoppeld zou worden.
Dus in de + en dan op het punt R11 en de collector van Q4 en R6 een weerstand hiertussen en weer met een goede eolco dit ontkoppelen.
Het zelfde geld voor het punt recht hieronder in het schema tussen R10 en R12 een weerstand en dan de elco weer aan de R10 kant.
Dit alles voor een lager vervormings percentage.

Door de hoge wisselspanning die aanwezig kan zijn op R5, R9 en R10 zou ik deze 1 watt typen nemen.

Gegroet,
Blackdog

Op 8 januari 2016 16:32:08 schreef JBerg54:
Thermisch koppelen moet eigenlijk altijd. Dat zie je in echte high end apparaten ook altijd.

Inderdaad, maar dan wel zo snel mogelijk, zie http://forum.zelfbouwaudio.nl/viewtopic.php?f=7&t=22214&start=… en http://linearaudio.nl/error-correction-power-amp anders hoor je bij het abrupt toenemen/afnemen van het volume duidelijk vervorming!

Hi Blackdog,

Ik was idd al aan het experimenteren met een weerstandje in de emiter van Q4. En ik was aan het kijken om in de collectors van Q1/Q2 een soort van current mirro te bouwen.

En idd 4,7 ohm weerstandjes in de basisleidingen van de laatste torren

Capaciteiten heb ik nog niet naar gekeken, maat staat wel nog op de agenda.

Zo veel te doen, en zo weinig tijd

Emitterweerstand voor Q4 miste ik inderdaad ook al, weliswaar enkel gevoelsmatig... Let op, deze gaat wel bijdragen aan het eerdervernoemde verschil in dissipatie tussen Q1 en Q2, al zal het allemaal wel beperkt blijven.

Als je echt het onderste uit de kan wil voor een eindtrap, dan voeg je hulpvoedingen toe boven/onder de hoofdvoeding, daarmee kunnen de voortrappen de eindtrappen dichter tegen de verzadiging sturen. Al wil je die natuurlijk niet bereiken.

PS ik ben wat in de war met al die terminologie, de Miller capaciteit is toch C4 (in het schema van Rod)? En R15+C7 leerde ik vroeger een Boucherotfilter te noemen maar die term heb ik al lang niet meer gezien?

Is er nog wel, oa. http://www.circuitsonline.net/forum/view/109394/1/boucherot
Maar een Zobelnetwerk is een wat populairdere benaming heden ten dage (hoewel niet 100% compatibel).

Het schema waaraan ik momenteel meet, nu zelf getekend

Vanaf hier ga ik verder, en laat het schema van Rod Elliott voor wat het is.

De capaciteiten (o.a. miller) komen later. Eerst nog maar eens een strategie bepalen hoe nu verder met meten, want eigenlijk ziet het er bovenverwachting goed uit

En het wachten is nog op een paar onderdelen, dan kan er misschien ook een keer wat meer vermogen aan uitgang komen.

[Bericht gewijzigd door JBerg54 op vrijdag 8 januari 2016 21:25:51 (16%)

Hi,

Nog wat centen als bijdrage, dit is hoe ik zou starten met testen...

Ik zou het zo dicht mogelijk bij het orginele ontwerp houden met wat kleine toevoegingen.
Voor je het weet wordt het veel complexer, kijk maar naar de opbouw van de "Blameless Amplifier"
Ik heb vrij lang met zo'n ontwerp als dit gegraaid als versterker, als ik het schema kan vinden,
dan laat ik het later hier even zien, was een jaar 30 geleden dat ik die versterker gemaakt had.

De toevoegingen zijn de ontkoppeling van de voeding, kleine emitor weerstand in de hoofdversterker,
dat is Q4 in het orginele schema.
R3 die is verkleint naar 100 Ohm, D1 heeft een elco als ontkoppeling gekregen.
C6 is voorlopig even weg, iedere powertor heeft een basis weerstand gekregen.
Q9 is voor hogere frequenties ontkoppeld met 0,1uF.

Er is een extra weerstand in de collector van Q2 om beide transistoren ongeveer de zelfde collector spanning te geven.
Of dit goed werkt zou gemeten moeten worden, het kan ook nog een negatief effect hebben op het AC gedrag als de DC instelling er op vooruit gaat.
Dan kan alsnog een elco over de extra 560 Ohm gezet worden om het AC gedrag weer te herstellen.

Shoot @ it!

Gegroet,
Blackdog

Hi Blackdog,

Tof van je dat het schema hebt gepost.

Wat ik me momenteel afvraag is of ik wel een Sziklai paar als uitgangstrap zal gebruiken. Rod claimt dat een Sziklai paar een lagere THD geeft, dan een darlington paar.
Maar ik ben er wat huiverig voor om twee redenen:
1. Bij R17 heb je in beginsel alleen de Vbe van Q9 om te sturen. Voor mijn gevoel geeft dat juist een grote mate van niet lineariteit. Omdat het gebied waarin je kunt bewegen klein is en niet lineair.
2. Bij alle grote high end bakken die hier de laatste tijd voorbij komen zit eigenlijk zonder uitzondering een darlington in de eindtrap.

Hoe denk jij daarover?

Verder heb ik nog wat kleine punten waar ik over nadenk.

- ik wil graag een VI limiter op de eindtrap, waarmee hij kortsluit vast wordt. Ik zie teveel defecte eindtrappen de laatste tijd. Nou is de Vbe curve niet een mooie rechte haak, maar een flauwe bocht. Dus zul je op een gegeven moment meer vervorming krijgen, ben ik bang?

- Het zobel netwerk breid ik uit met een kleine spoel met parallel weerstand.

- ontkoppelen van de voeding is altijd een goed idee Wat je hebt gedaan met R14/C7 kom je eigenlijk in elk high end apparaat tegen. Moet er eigenlijk altijd in.

- Het bias circuit van dit ontwerp vind ik ietwat knullig, en waarschijnlijk nodeloos ingewikkeld, daar wil ik ook nog naar kijken. Met name R10/R11/C8. Als je C9 wat groter maakt kunnen R10 en C8 waarschijnlijk vervallen.

- waarschijnlijk maak ik er ook een soft start in, met een protection circuit om de speakers te redden in geval van een ramp.

- Ik heb ondertussen de bias current ook weer wat hoger gezet. Nog niet op de 2,3mA (R5 = 560) maar voor R5 = 1k8. Over de invloed heb ik zo mijn twijfels.

Ik vraag me af of C3 wel echt nodig is. De led is in geleiding, en je zit in het deel van de curve met heel lage dynamische weerstand. Of C3 dan nog iets kan doen?

Mijn laatste punt gaat over hoe te testen of de uitgang mooi schoon blijft. Ik heb wat gemeten volgens de topic titel, dus een discrete audio opamp, en ik was plezierig verrast over de resultaten. Dat was echter zonder belasting. Nou zit ik te denken om er eens een paar meter kabel aan te hangen, en dan die af te sluiten met een weerstand. En dan eens meten wat er dan uitkomt.

Ideeën?