Pas op, deze schakeling is enkel gesimuleerd en niet getest. Met name de trafo kan in de praktijk, door kernverzadiging, een heel ander gedrag vertonen.
Een Pre Voltage Regulator is een schakeling die je zet tussen gelijkrichter en spanningsregelaar zodat er minder vermogen wordt gedissipeerd en de koeling dus kleiner kan, echter het lijkt erop dat dissipatie wordt verschoven van regeltorren naar trafo.
De meeste zijn opgebouwd rond een thyristor maar bij deze schakeling nemen 2 D-flipflops de controle. Je kunt kiezen voor 3 verschillende schakelingen (taktieken,modi), afhankelijk van de D-flipflop aansluitingen.
Ik heb prereg1, 2 en 3 over 3 posts verdeeld. Post 4 vermeld de gedissipeerde vermogens per type.
prereg 1 : veel gebruikt bij lab voedingen, er zijn 2 gelijkgerichte spanningen afhankelijk van de uitgangsspanning schakelen we de meest gunstige door, afhankelijk van de belasting laten we 1 of meerdere halve sinussen weg.
prereg2 : we kappen een sinus af zodra er genoeg voltage over de afvlakcondensator is.
Blackdog, bram, heeft hier in het verleden al een schakeling over gepubliceerd.
prereg3 : idem als prereg2 maar een poging om evenveel positieve als negative stromen aftenemen (niet gelukt).
Voor 2 en 3 is er net als bij 1, de mogelijkheid pas halve sinussen doortelaten als de spanning over afvlakcondensator te ver daalt.
prereg1.
2 spanningen worden verkregen uit een trafo met 2 secundaire wikkelingen en slechts 1 bruggelijkrichter. De middenaftakkingspanning is de helft van de bruggelijkrichter (positief!).
Het clocksignaal komt van tor Q3. De stroom door R4 vloeit grotendeels door de basis. Nu is dat ongeveer 3mA. CLK switchpoint van Vrec is (1+18k/2k2)*0,65=6V.
Het doorschakelen gebeurt met een pmos fet. De zener zorgt voor een limiet van de gatespanning. De condensator van 1nF over b-c van driver transistor zorgt voor een geleidelijke fet sperring. Dit voorkomt te grote inductiespanningen aan trafo zijde waardoor de fets te veel spanning krijgen. Bij prereg1 is dat niet aan de orde maar wel bij prereg2 en 3. Over de emitter weerstand van de driver tor staat ongeveer 1 volt dus collector stroom is 10 mA. Bij een 7nF gate capaciteit en toename van 10 V gatespanning duurt de fet in geleiding ongeveer 7nF x 10V / 10mA = 7 µs, snel genoeg.
Schakeling is dubbel uitgevoerd en wordt door R25 beide aangedreven en door 1 van de diodes weer bij 1 van de 2 gedisabled.
De linker D-flipflop bepaalt welke, afhankelijk van de uitgangsspanning. R10 zorgt voor een hysteresis bij 270K is dat ongeveer 2 volt en wordt er dus geschakeld bij 19 of 21 volt. Door de flipflop te laten klokken met de nuldoorgangen wordt er nooit tijdens een halve sinus gewisseld van spanning. D14 is er extra voor om te voorkomen dat mocht beide fets in geleiding zijn er geen kortsluiting kan ontstaan (komt normaal nooit voor).
De aansluitingen op de rechter D-flipflop bepaald welke modus van toepassing is. Hierbij zijn we afhankelijk van het spanningsverschil tussen afvlakcondensator en uitgangsspanning. Deze wordt bepaald door het circuit rond Q7.
Lv1 staat voor level 1. Level 1 correspondeert met een te lage verschil. Indien D2=VSS wordt hier geen rekening meegehouden en wordt elke halve sinus gebruikt.
De rimpel over de afvlakcondensator zal bij 10mF ongeveer 1 volt per ampere zijn. Rekenen we 2,5A belasting en maximaal 1,5V serietransistorverliesspanning dan willen we bij Lv1 minimaal 4V headroom hebben. (1+120k/22k)x0.65=4,2V.
Voor de spanningsregelaar kan men kiezen uit een simulatie met een TL431 of LM723 achtige schakeling. Ze worden om de simulatie wat eenvoudig te houden vertegenwoordigd door 2 stroombronnen, B1 en B2 (TL431) of 1 stroombron B1 (LM723, B2=0). Er is gekozen voor 0-40V/2,5A uitgang. De 0V halen we niet bij deze configuratie (vref=2,5V).
De 120VA trafo kan overbelast worden. Temperatuursensoren in de trafo en koelblok, in combinatie met reductie maatregelingen, lijken mij geen overbodige luxe. Er kan dan ook een ventilator aangezet worden.
Door de hoge stroompieken zal de kern van een ringkern eerder dan een gelamineerde trafo verzadigd raken.
Prereg2.
De halve spanning optie is verlaten. Er is nog maar 1 pmos en 1 D-flipflop.
De aansluitingen op de data ingang van de D-flipflop bepaald welke modus van toepassing is. Indien D2=VSS wordt elke halve sinus gebruikt.
Wederom zijn we afhankelijk van het spanningsverschil tussen afvlakcondensator en uitgangsspanning. Deze wordt afgeleid met de wilson stroomspiegel Q6 tm Q8. De stroom door R26 en R27 is lineair met die van R28. Lv1 en Lv2 staan voor level 1 resp. 2. Level 1 correspondeert met een te lage verschil, level 2 met een te hoog verschil. Te hoge Lv2 reset de flipflop en de stroomtoevoer wordt onderbroken. C2 zorgt ervoor dat dit niet abrupt gebeurd anders krijgen we hoge inductiepieken aan de trafo kant.
Ipv. de stroomspiegel kunnen we ook 2x een 1 transistor circuit nemen, kwa componenten 3 torren 3 weerstanden vs. 2 torren 6 weerstanden niet veel verschil. De voedingspanning van 9V voor de flipflop geeft op 4,5V een omslagpunt voor Lv2.
Afhankelijk van de belasting kan het voorkomen dat met D2=Lv1 enkel de even of oneven halve sinussen gebruikt worden, zie plaatje 2 en 3. Dit kan een trafo oververhitting en bromgeluid veroorzaken. Mooi zou een extra schakeling zijn die de even en oneven laat afwisselen.
Het afkappen van een halve sinus heeft invloed op de primaire trafo kant, ipv. een aansnijding krijgen we een afsnijding van de stroom.
Gezien de plaatjes/resultaten geeft het bewaken van Lv1 weinig extra nut. Het laatste plaatje geeft geen verschil. Bij alle plaatjes zit D2=Lv1 bovenin.
Prereg3
De oneven en even halve sinussen hebben nu hun eigen condensator en pmos circuit. Alles is dus weer dubbel uitgevoerd.
De linker D-flipflop stuurt op de juiste momenten pmos torren M1 en M2 aan. De 2x4700uF condensatoren zijn gesplitst.
Het circuit rond de rechter D-flipflop is hetzelfde als bij prereg2.
Het plaatje laat het verloop zien bij 0,4A en 2,5V onder, 30V boven. Toevallig zijn even en oneven nu wel in balans.
fatbeard
Honourable Member
Een goed begin is geen excuus voor half werk; goed gereedschap trouwens ook niet. Niets is ooit onmogelijk voor hen die het niet hoeven te doen.
Ook ik heb me hier een tijdje mee beziggehouden, en heb het hele idee van een cycle-by-cycle pre-regulator (net zoals blackdog) laten vallen om twee redenen: de stroompieken worden exorbitant hoog (meer dan 500A) en bij bepaalde instellingen van de voeding (spanning/stroom) worden alleen negatieve of alleen positieve stromen gebruikt wat tot snelle magnetisatie van de kern zal leiden en de daarmee samenhangende verzadiging.
Met een microcontrollertje zou je e.e.a. misschien nog in goede banen kunnen leiden, maar ik vond dat sop de kool niet waard...
Ik ben teruggegaan naar een pre-regulering met 3(!) trafo-aftakkingen (of twee trafo's met middenaftakking) en relais die worden aangestuurd door comparators.
Drie instelpotjes geven dan volledige vrijheid in het instellen van de omschakelpunten.
Print is beschikbaar.
Ik heb er ook ooit mee gestunt, maar het is ver van ideaal. Onbalans problemen (vooral 1 helft van de periode afnemen) kun je deels oplossen door het terugregelen te vertragen.
Maar dan nog is het een aanslag op je trafo, eigenlijk kom je niet om een smoorspoel heen om de stroom wat controleerbaar te houden.
Uiteindelijk ben ik ook voor de gestapte trafo route gegaan. Met SSR's FET's of thyristors als schakelelement. Relais probeer ik (überhaupt) zo veel mogelijk te vermijden. Bonus voordeel van halfgeleiders is dat je stroomloos (op de nuldoorgang) kunt schakelen.
Hi,
Interessante discussie! Dank!
Een zijvraag (als ik mag):
Vroeger (ca. 1978) voerde men (o.a. Delta Elektronika, Zierikzee), zo'n Thyristor voorregeling helemaal analoog uit:
- Twee Thyristoren in de Graetz Brug,
- Analoge sturing met een Programmable UniJunction Transistor PUT, (bv. GE D13T1, T13)
zie Bijlage 1 & 2.
Is het mogelijk om dit Delta schema (Delta Elektronika E300-3) ook te simuleren, om te zien hoe dat oude analoge principe vergelijkt (qua performance) met uw digital design?
Delta had er ook weer een smoorspoel in zitten, en een *royaal* overbemeten trafo. En zelfs dan nog staat het ding gevaarlijk te grommen bij bepaalde belastingen.
Bij de Delta E030-3 heb ik het gevoel dat een "90W" koellichaam niet groter en zwaarder was geweest dan de constructie met voorregeling. Vermoedelijk ging het meer om het voorkomen van warmte problemen bij inbouw in een rek e.d.
Dat zou zomaar eens kunnen ja. Van hun rackmount voedingen met vaste spanning (24V) hadden ze ook een 'HE' (High efficiency) uitvoering. Waarschijnlijk voor hetzefde doel.
Hierbij nog de specs van de Delta Elektronika E30-3 (30V-3A) met thyrstor voorschakeling vergeleken met de lineaire E30-1(30V-1A).
De E30-3 is slechts 25% dieper dan de lineaire tegenhanger E30-1 .
Het koellichaam is identiek; alleen zitten er nu 2 stuks 2N3055 (RCA) op in plaats van 1.
De 2 thyristoren (2N3668 RCA) van de Graetz brug zitten op een intern koellichaam.
Best compact geconstrueerd. Fijne voedinkjes.
Als de voeding E30-3 erg bromt zijn de 2 grote ROE afvlakelco' (2200 uF 63V) s op
en/of
zijn de ophangrubbers van de smoerspoel keihard geworden (maar ja, als alles OK is, zoemt hij steeds nog wel wat).
Je kunt niet alles hebben!
Tja, als de Delta voeding al 3 secundaire spanningen nodig heeft dan kun je net zo goed kiezen voor een tapped-regulation.
Geen mishandeling van een grommende trafo meer en de trafo hoeft niet meer overbemeten te zijn.
Dat kan,
Dat hadden die Indiase Lineaire Velleman voedingen ook, maar of dat klapperend relais zo duurzaam is waag ik te betwijfelen...
Ik heb trouwens zo'n Velleman 30V, 3A met 1X 2N3055 CDIL (anno 2006) en die doet het ook nog steeds goed, maar de specs' zijn minder. dan de Delta.
Daarom halfgeleiders er in, HP gebruikte TRIAC's om de trafo-taps te schakelen. Zelf heb ik voor dikkere stromen wel eens een taktisch geplaatste mosfet gebruikt. Of twee stuks in anti-serie voor AC.
@redguuz
Ik heb nu voorlopig even geen tijd. Resultaten zullen ook even moeten wachten want ik moet wel tig simulaties uitvoeren. Misschien is het een idee dat je zelf LTspice download. Als je dan het schema ingevoerd hebt wil ik het wel tot een goed einde brengen. Ik heb dan een zgn. .asc file nodig.
In mijn zip files kan je zien hoe je bijv. een trafo simuleerd.
Uit de voorlopige simulaties blijkt gewoon dat hoe slimmer hoe meer piekstromen er gaan lopen.
Ik zou eerst een goed model van de voedingstrafo moeten hebben.
Als jullie bijv. de Bs, Br en Hc van bijv. een ringkern weten dan kan ik die in LTspice meenemen.
Resultaten pas vanavond laat.
Hi Bart,
Ik ben geen elektronicus dus ik heb helemaal geen relevante kennis/ervaring en tools m.b.t. deze simulaties.
Ik kan hoogstens iets repareren (als het niet te ingewikkeld is) maar daarmee houdt het dan ook wel op.
Ook zou ik niet weten, waar ik al die data van de trafo en smoorspoel vandaan zou moeten halen (ik denk dat Delta die ook niet eens meer heeft).
Dus trek ik hiermee mijn vraag terug : het zou voor jou een heel grote hoeveelheid werk betekenen.
Het is een typisch geval van : "Een Gek kan meer (ingewikkelde) vragen stellen, dan 10 Wijzen kunnen beantwoorden. 
Dank je voor het aanbod:
( Ik was enkel benieuwd hoe die oude Delta Voedinkjes zich verhouden tot een modern ontwerp.)
En de E30-3 vind ik een leuk compact ding, hoewel ik ook vaak naar een EK30-10 grijp, omdat die zowel een Volt als een Ampère meter heeft en meer capaciteit.
Groeten, Mart
@fatbeard
Ik was niet van plan echt iets te gaan bouwen.
Het gebruik van vele trafo's lijkt mij wel de weg om onnodige dissipatie tegen tegaan.
Het ic ter vervanging van een brugcel kost ongeveer 10 Euro en bespaart mogelijk 5W.
PreReg3 werkt niet zoals bedoeld omdat Lv1 en Lv2 circuit dubbel uitgevoerd moeten worden. Het circuit moet helemaal aangepast worden.
Kijken we naar de dissipaties van Prereg1 en Prereg2, zie pdf, dan lijkt mij dat ze allebei afvallen.
Het vermogen dat in de trafo verloren gaat, r1+r2+r3, kan van 15W tot liefst 50W oplopen.
Ook de amperes ,12 tot 24 ampere, zullen bij een ringkern zeker verzadiging laten optreden.
Kijken we naar de dissipatie van de transistoren M's en Q5 die lopen van 12W tot 30W totaal wat opzich mooi is.
De rest post van 5W komt voor rekening van de gelijkrichtdioden. De max. 1W in R17 komt bij de afvlak-c's terecht.
Voor een ontwerp kun je ook kijken naar de Delta E30-3 zie https://www.circuitsonline.net/forum/view/172189.
Deze kan echter ook wel 40W in de serietransistoren dissiperen bij 1V /3A uit.
Dat is inherent aan een lineaire voeding. Meestal heb je voor de grotere stromen (meestal) niet zo'n heel nette spanning nodig, dus daar maakt een switcher al snel meer zin.
Ik doel meer op een SMPS in de zin van primair schakelen met een HF trafo. Dat zijn de nieuwere delta's van dat soort vermogens ook.
En "nieuwer" is dan natuurlijk relatief, de ES030 - 5 bestaat ook alweer dik 30 jaar.