Actieve load voor voedingen te testen

Mijn nieuwe 2 torren hebben echter een andere spanning val als de oude

Hoeveel verschilt dat? 1mV? 2mV? Toch geen 100mV?

Wat ik gemeten heb is de spanningsval over R6//R7. Mijn trappen zijn genummerd 1, 2, 3 en 4. Trap 1 en 4 hebben vervangen transistoren.

Dit gaf het volgende beeld:

Trap 1 - 0.23V = 0.46A
Trap 2 - 0.31V = 0.62A
Trap 3 - 0.32V = 0.64A
Trap 4 - 0.26V = 0.52A

Ik heb redelijk dikke draden voor de V+ en GND van de voeding gebruikt. Alle trappen hebben hun eigen draad naar de voeding en zijn ook even lang.

De 1Ω weerstanden zijn allemaal hetzelfde merk. Tor 2 en 3 zijn van dezelfde batch. Tor 1 en 4 zijn bijna van dezelfde batch. De kapotte torren waren alle van dezelfde batch (zoals die van 2 en 3), maar daar heb ik dus geen set van 4 meer van.

3 is bijna 50% meer dan 1. Dat is een groot verschil, als je 't mij vraagt.
Al goed dat ze op hetzelfde koelblok zitten, anders zou 3 veel sneller opwarmen dan de rest, waardoor zijn versterking toeneemt, zijn aandeel in de totale stroom nóg groter wordt, enz...

Met bipolaire torren heb je sowieso een dood stuk in de regeling, aangezien die een bepaalde Vce(sat) hebben, ook bij een hele kleine stroom. Als de aangesloten voeding minder spanning geeft dan dat, kan er geen (noemenswaardige) stroom lopen. Als de drempel van het detectiecircuit met onder die Vce(sat) zit, introduceer je geen groter dood gebied. Aan de andere kant is het ook niet handig om de transistor te laten verzadingen wanneer de spanning te laag is om de ingestelde stroom te halen, want dan los je het probleem nog steeds niet helemaal op.

Met MOSFETs bestaat dat hele gebied natuurlijk niet. Zelf zou ik er geen bezwaar tegen hebben als ik geen voeding kan testen die minder dan 2-3V of zo geeft, aangezien mijn geplande opstelling 100+A moeten kunnen stoken. De Vce(sat) van de IGBT is 2.4V bij 600A en Tj=125C, en 370mV bij hele kleine stromen (diodestand op multimeter).

Misschien is het een goed idee om de "following error" te bepalen, net als bij industriële servodrives e.d., zodat het ding uit gaat als het verschil te groot wordt. Het lastige is dat je zo'n beveiliging handmatig zult moeten resetten, of de uitsturing van de transistor moeten beperken tot een kleine, veilige waarde zolang het setpoint niet gehaald wordt. Met een bipolaire tor is dat natuurlijk gemakkelijker, omdat je de basisstroom kunt beperken. Met een MOSFET of IGBT is het wat lastiger, omdat de stroom heel sterk veranderd met relatief kleine veranderingen in de gate spanning, maar de spanningsval over de shunt helpt daarbij wel.

Een dergelijke regeling zou ook continue een soft-start kunnen doen, waarbij de regeling weer uitgezet wordt als de ingangsstroom op 0 blijft terwijl het setpoint stijgt. Daarmee is het probleem nog niet opgelost; de opamp zal de transistor nog steeds veel te ver uitsturen, in een poging het setpoint te halen, hoe laag dat setpoint ook is.

Overigens bedenk ik nu dat de source of emitter weerstand bij MOSFETs en IGBTs een veel grotere invloed zal hebben dan bij bipolaire torren, aangezien bij die laatste de basisstroom afhankelijk is van de spanning op de uitgang van de opamp t.o.v. de ground, waarbij de aandeel van die sense weerstand relatief klein is. Bij MOSFETs en IGBTs zal die sense weerstand wel bijdragen aan de stabiliteit, lijkt me, aangezien dat negatieve feedback is (emitter degeneratie).

Ik kan maar weinig informatie vinden over het gebruik van IGBTs in het lineaire gebied, dus ik heb eigenlijk geen idee of het wel zo'n goed idee is om een IGBT te gebruiken in zo'n toepassing. Vandaar dat ik een IGBT gebruik die toch al voor de helft stuk is, met natuurlijk het nadeel dat de andere transistor waarschijnlijk ook een opdonder heeft gekregen toen de eerste in sluiting ging. Als het ding stuk gaat, weet ik dus nog steeds niet of dat komt omdat hij er echt niet tegen kan, of al teveel bestaande schade had.

Als je een (niet-darlington) bipolaire tor gebruikt, met een lage versterkingsfactor, heb je natuurlijk het probleem dat de basisstroom ook door de sense weerstand loopt. Dit zou je kunnen oplossen door er met een tweede tor alsnog een darlington van te maken, of door de sense weerstand in serie te zetten met de collector in plaats van de emitter, en eventueel ook een weerstand in serie te zetten met de emitter voor de emitter-degeneratie. Het meten van de stroom wordt dan wel weer wat complexer, omdat je dan high-side current sensing nodig hebt. Met een van die constructies zou je wel weer ouderwetse torren (2N3055 e.d.) kunnen gebruiken, die meestal een veel grotere SOA hebben dan moderne torren en vooral MOSFETs, die geoptimaliseerd zijn voor schakelende toepassingen.

Met een extra collector weerstand zou je het maximale vermogen van zo'n schakeling kunnen vergroten, terwijl de maximale stroom gelijk blijft, met als nadeel dat de minimale spanning bij een gegeven stroom natuurlijk hoger wordt. Weerstanden zijn veel beter in staat vermogen op te stoken dan halfgeleiders, en hoeven niet duur te zijn als je weerstandsdraad (bijvoorbeeld uit een elektrische kachel) gebruikt, in plaats van echte vermogensweerstanden, die ook niet bepaald goedkoop zijn.

Dit berichtje is "iets" langer geworden dan de bedoeling was. Aangezien ik het ding nog moet bouwen, is dit alles niet gebaseerd op ervaring met het circuit, maar een theoretische analyse. Ik heb zeker niet de bedoeling dit als "waarheid" neer te zetten, maar ook geen zin om alles heel voorzichtig te formuleren.

EDIT zou het handig zijn om een PTC in serie te zetten met R4, die je thermisch koppelt aan de tor, om de stroomverdeling te verbeteren? Nu is een dergelijke PTC van een tiental ohm niet direct iets waarvan ik een paar identieke in de rommelbak heb liggen. Als alternatief zou je misschien een NTC tussen de basis en emitter van elke tor kunnen zetten, zodat die wat meer basisstroom wegsnoept als de tor te warm wordt. In beide gevallen zou de eigen opwarming van de NTC of PTC natuurlijk weer voor problemen kunnen zorgen, maar de stroom is daar zo klein dat dat in de praktijk wel meevalt, lijkt me.

Dank allemaal voor jullie inzichten en bijdrages. Zo langzamerhand kunnen we er bijna een artikel van fabriceren.

Ik heb mijn torren nog niet kunnen uitwisselen, om te kijken of ik ze weer wat gelijker kan krijgen. Het is inderdaad een groot verschil, maar de opbouw is identiek per trap. Twee TIPs zijn "made in Italy" en van 1986, de andere twee "made in USA" en uit 1977. Die "made in Italy" zullen we bij het vormalige Ates wegkomen wat nu opgegaan is in ST.

Ik liep al met de gedachte rond, zoals SparkyGSX schrijft, om ipv darlingtons terug te grijpen naar BD139+2N3055 zelf-bouw-darlingtons. Ik zal eens een proefschakeling maken, wat de spanning val daar is.

Als je high-side current meting wil doen kan je daar natuurlijk een hall-sensor voor gebruiken. Allegro heeft van die ATS chippies die dat kunnen.

Ik heb trouwens nog wat aan een Strobe Enable schakelingen gemeten en geknutseld. Uiteindelijk zijn daar 2 schema's uitgekomen. De eerste met een FET/NPN die vanaf 2.5V ontwaakt, de tweede met een PNP en een soft-start/stop (vanaf 3V).

Ik ben ook nog aan het spelen geweest met een voltage comparator, maar dat kreeg ik niet werkend. Ik heb een CA3290 met open collector. Die sluit ik aan de strobe uitgang aan.

Wat sluit ik dan daarna aan op de inverterende (I-) en niet-inverterende (I+) ingang? Als ik I+ met de ground verbind dan zou ik toch I- met de V+ moeten kunnen verbinden. Maar dit werkte dus niet. Ik snap niet hoe ik met een voltage comparator dit kan doen, maar het moet volgens mij weldegelijk mogelijk zijn. Misschien dat iemand mij kan helpen hiermee.

Edit:
Zoiets zou toch moeten werken ??

Toch zou zo'n comparator niet moeilijk moeten zijn; als de inverterende ingang (-) lager is dan de niet-inverterende ingang (+), zou hij de transistor aan moeten sturen, waardoor de uitgang laag wordt. In tegenstelling tot de LM311 e.d. heb je bij de CA3290 geen toegang tot de emitter van de uitgangstor, die zit gewoon aan de negatieve rail, maar dat is hier natuurlijk geen probleem.

Je moet er wel rekening mee houden dat de strobe pin niet alleen een ingang is; daar staat hetzelfde signaal op als op de uitgang van de opamp (bij de CA3140, in ieder geval), dus die mag je niet zomaar met een pull-up naar voeding trekken, geloof ik. Het is natuurlijk wel gebruikelijk dat je een pull-up weerstand bij zo'n open-collector comparator zet.

Klopt.

Ik wilde ook helemaal geen pull-up weerstand gebruiken omdat de uitgang van de CA3290 (en vele andere comparators) een open collector is.

Maar mij schema klop toch? Als de I+ > I- dan is de output HIGH, dus hoogomhmig dus strobe inactief.

Maar het werkt dus niet.....

Edit:
Inmiddels wel.

Toen ik mijn vorige berichtje typte, stond dat schema er nog niet, geloof ik.

Volgens mij heb je de ingangen nu precies verkeerd om zitten; de + ingang staat vast op 0.7V, en op de - ingang staat de spanning van de voeding die getest wordt, met een maximum van 10V.

Wanneer de externe voeding boven de 0.7V komt, is de inverterende (-) ingang dus hoger dan de niet-inverterende (+) ingang, en zal de comparator dus zijn uitgang laag trekken, en daarmee de uitgang van de opamp laag forceren.

Ik vergis me ook altijd in zulke dingen, omdat.meervoudige negatieve logica gewoon heel verwarrend is.

Maar mij schema klop toch? Als de I+ > I- dan is de output HIGH, dus hoogomhmig dus strobe inactief.

Tot zover klopt de logica. Maar als I+ > I-, is I- dus lager dan 0.7V, en moet de strobe dus wel actief zijn.

EDIT: het nadeel van een dergelijke constructie lijkt me dat deze hele schakeling probeert een bepaalde stroom te trekken. Als de aangesloten voeding in zijn stroombegrenzing gaat, zal hij zijn uitgangsspanning gaan verlagen. De load reageert daarop door de transistor verder open te sturen, in een poging de ingestelde stroom weer te halen. De voeding zal zijn spanning nog verder laten zakken, etc., tot deze bijna op 0V komt.

Op het moment dat die spanning onder de 0.7V komt, trek je de strobe van de opamp laag, waardoor hij de transistor laat sperren. De stroom neemt af, waardoor de voeding zijn spanning weer omhoog zal brengen, en het hele verhaal opnieuw begint.

Je krijgt dus een leuke oscillatie van een paar regelkringen die onderling aan het vechten zijn.

Ik zat er aan te denken om een thyristor met een weerstandje over de externe voeding te zetten, met een weerstand en drukknopje tussen de anode en de gate om hem te ontsteken. Dan wilde ik de spanningval over die weerstand in serie met de thyristor gebruiken om een torretje aan te sturen die de strobe laag trekt, of de + ingang van de opamp hoog.

Op die manier blijft het geheel lekker simpel, en moet je de beveiliging handmatig resetten, waardoor het zooitje niet kan oscilleren.

[Bericht gewijzigd door SparkyGSX op zaterdag 28 januari 2012 22:53:40 (43%)]

SparkyGSX, refresh je browser cache eens, want de comparator stond goed geschakeld.

Hoewel mijn laatste schema (hierboven) uiteindelijk werkte, heb ik hem nog verder verbetert. Nu doet het precies wat het moet doen. Onderstaande schakeling, comparator IC2a (CA3290), reageert vanaf 0.6V (onder die spanning doet de Active Load het toch niet) en schakelt verder de Strobe (CA3140 Pin8) wanneer er géén externe voeding is aangesloten. Hierdoor loopt er ook geen onnodige basis stroom via de regeling naar de eind trappen, want de uitgang van de CA3140 wordt laag. Het schakelen van de strobe is ongeveer 4 seconden (te veranderen met C4) vertraagd, om geen oscillaties te veroorzaken. Bovendien is er een LED welke gaat branden als de regeling in 'protect' springt, comparator IC2b stuurt dit aan. De LED gaat direkt uit (en de strobe wordt direkt hoog) als voeding weer wordt aangesloten.

Al met al leuk om te ontwikkelen !

Nu nog die eindtrappen gelijk krijgen maar dat zal met andere torren wel lukken.

Als uitbreiding staat nog een PIC-controlled Volt/Ampere/Temp/PWM controller in de planning. Het Volt/Ampere deel heb ik al af.

Ik ga binnenkort ook maar eens aan het bouwen. Ik zat nog te denken om een volwaardige en volledig instelbare PID regelaar te bouwen rondom die opamp, maar ik denk dat het geheel met voldoende emitter degeneratie toch wel stabiel zal zijn, en dat je regellus dus voldoende agressief kunt maken zonder dat het gaat oscilleren.

De IGBT en het koeltunnel liggen al klaar, net als een stuk RVS tapeind als shunt (lagere permeabiliteit dan ijzer, en verstelbaar). Ik verwacht niet echt problemen met de zelfinductie van de shunt, maar dat is ook een beetje een experiment.

Ik zat nog eens na te denken over mijn eerdere idee om het ding zo te bouwen dat hij te gebruiken is als current-sink optie bij een voeding.

Het idee is simpel: in rust levert de voeding een kleine stroom (zeg, 100mA), en de sink neemt deze op. Zodra een belasting stroom gaat trekken, neemt de sink juist minder op, en zelfs helemaal niets meer als de belasting meer dan 100mA neemt. Echter, zodra de belasting stroom terug gaat leveren (een motorregelaar o.i.d. zou dat kunnen), zakt de stroom die de voeding levert onder de 100mA (hij zou zelfs negatief kunnen worden), en gaat de sink dus meer stroom trekken, totdat de voeding weer 100mA moet leveren.

De sense weerstand aan de hoge kant van de voeding lijkt op zich voor de hand te liggen, maar dat is altijd beroerd om te versterken en zo. Het kan wel, maar handig is anders. De weerstand aan de lage kant kan m.i. wel, als je elke verbinding met ground maar voorbij die weerstand neemt, heb je nooit ergens anders last van de spanningsval erover. Als de voeding externe sense lijnen heeft, zou je die misschien voorbij de weerstand kunnen zetten, mits de spanningsval dan niet te groot wordt. Eventueel zou je, parallel met de sense weerstand, nog een lompe Schottky diode kunnen zetten om de maximale spanningsval te beperkten tot ~400mV, dit valt toch buiten het gewenste regelbereik.

Het lijkt me dan wel handig om een extra weerstand in de emitter lijn op te nemen, aangezien je de emitter degeneratie dan kwijt bent. De belasting zou dan immers direct over de stooktorren / MOSFETs / IGBT staan.

Nog wat shema's ter inspiratie:

http://www.edn.com/article/511297-Circuit_achieves_constant_current_ov…

@SparkyGSX
Als de belasting stroom gaat trekken, zal de voeding meer stroom moeten leveren als hij niet in stroom begrenzig gaat. Of je zou moeten gaan meten hoeveel stroom er naar de belasting loopt en daarop de sink stroom van de regelaar aanpassen. Dat zou je met een uC kunnen doen.

Een labvoeding is niet geschikt om te sinken, dus als belasting stroom gaat leveren gaat dit (zonder een diode ertussen) ook de voeding in.

Wat jij eigenlijk wil is een voeding met een push/pull trap, zeg maar een Power Op-Amp (a la L165, maar dan veel zwaarder).

@Ronald
Leuk artikel. Q1 is in Pros schema de TIP, Q2 de CA3140. Q3, een PNP, zou dan tussen de uitgang, inverterende ingang en de basis van de BD139 moeten hangen.

Kan je misschien verder ook jou schema posten voor de load die je hebt gemaakt om je AVR volt/ampere meter te testen? Heb je daar die Q3 -truuk ook toegepast?

Dat is inderdaad het hele probleem; een labvoeding kan geen stroom sinken. Omdat het soms wel handig zou zijn als hij dat zou kunnen, wil ik dat toevoegen.

Mijn idee was dus om te meten hoeveel stroom de voeding levert, en de sink aan de hand daarvan aan te sturen. Het is dan dus ook niet meer nodig om de stroom door de sink te meten, want die vind ik niet interessant (hooguit voor begrenzing / beveiliging).

Wanneer de labvoeding minder dan een bepaalde offset (die 100mA) levert, moet de sink meer stroom gaan trekken, totdat deze de volledige, door de DUT (een motorregelaar of zo) geleverde stroom opneemt, + 100mA van de voeding. Ik zou denken dat de regelkring van de sink in principe gelijk kan blijven; je hebt nog steeds een shunt aan de ground zitten, waar een spanning overheen valt. Als die spanning te klein is (er loopt te weinig stroom), moet de BJT / MOSFET / IGBT verder open gestuurd worden.

Nu is het wel zo dat de spanning over de shunt vrij laag zal zijn bij de gewenste offset, om de verliezen (spanningsval en vermogen) over de shunt laag te kunnen houden. Daarom dat ik te denken om een wat grotere shunt te nemen, en daar een schottky diode overheen te zetten. Als de gewenste offset maar een stuk lager ligt dan de spanning waarbij die schottky gaat geleiden, zou dat geen grote problemen mogen geven met de regelkring.

Een ander mogelijk probleem lijkt me dat de opamp zijn uitgang helemaal naar de ground zal trekken wanneer de belasting voldoende stroom trekt, wat betekend dat het een tijdje duurt voordat deze weer hoog genoeg is om te gaan geleiden, wanneer de belasting stroom terug gaat leveren. Eigenlijk zou de uitgangsspanning van de opamp zover moeten zakken dat de BJT / MOSFET / IGBT nog net een heel klein beetje geleidt, zodat hij klaar staat om snel open te gaan wanneer dat nodig is.

Voor zover de vergelijking met een push/pull trap opgaat; de bestaande labvoeding is dan de push transistor, en daar wil ik een pull transistor aan toevoegen, waarbij er altijd een kleine ruststroom loopt.

Zou je dan niet beter een bi-polaire voeding kunnen gebruiken die vanuit één regeling zowel positieve spanning als negative spanning kan uitsturen, rond een massa die in het midden hiervan ligt ?

Dat bedoelde ik dus. Neem een zware opamp (of maak er één uit een normale + push/pull trap), voed die symetrisch, hang de belasting aan de uitgang en de massa. Meet de stroom door de belasting. Regel de referentie spanning van de opamp ingang bij. Als de belasting stroom gaat leveren, dan moet de ingang van de opamp ook negatief worden.

Ik heb dit soort voedingen ook al wel eens op MP aangeboden zien worden. Die dingen konden hoge stromen aan. Ik meen dat ze in de medische of regeltechniek kringen gebruikt werden.

Dat zou op zich kunnen, maar dat wordt dan wel een heel groot project; ik zou dan in ieder geval een volwaardige labvoeding willen maken, dus met een instelbare spanning en stroomregeling, die ook stroom op kan nemen, met hele forse stromen.

Aangezien ik een paar flinke voedingen heb staan (40V/40A en 90V/18A tot 15V/108A afhankelijk van de configuratie, allemaal met stroomregeling), en ik dezelfde specificaties wil kunnen halen met de sink, gaat dat me een beetje te ver.

Het idee was juist dat die sink als add-on bij een bestaande voeding gebruikt zou kunnen worden, of los van de labvoeding als load voor een motor met motorregeling als generator, als belasting voor een DC-DC omvormer, etc.

Door de uitgangsstroom van de voeding te meten (met een shunt of hall-effect sensor) zou ik juist die load willen regelen, omdat ik verwacht dat het gemakkelijker zal zijn om een dergelijke constructie stabiel te krijgen, in tegenstelling tot een load die probeert een bepaalde spanning vast te houden.

Ik zit dus nog vooral te twijfelen over de dode tijd in de regeling, terwijl de opamp zijn uitgang van bijna 0V tot de Vgs(th) van de IGBT brengt, en het feit dat de regelfout waar het ding op moet reageren niet groter kan zijn dan die offset. Als de offset maar 100mA is, kan die regelfout dus niet groter worden dan -100mA, ook al is de spanning aan het oplopen omdat de belasting meer stroom terug levert dan dat. Het clippen van de regelfout beperkt de slew-rate van de regeling.

Het eerste probleem zou ik kunnen ondervangen door, met een paar extra opamps, altijd een kleine stroom door de sink te laten lopen, ook als de last een positieve stroom trekt. Op die manier staat de sink altijd op het randje van de Vgs(th), onafhankelijk van de temperatuur, en is dus altijd klaar om meer stroom op te gaan nemen.

Het probleem van de beperkte regelfout zou op te lossen kunnen zijn door er een niet-lineaire regelaar van de maken, zodanig dat deze dus sterker reageert naarmate het verschil tussen de gemeten stroom en het setpoint groter wordt. Een verband y(t) = Kp * e^e(t) in plaats van y(t) = Kp * e(t) moet te doen zijn, lijkt me. Dit kan natuurlijk ook in combinatie met een integrator.

Op 27 januari 2012 23:43:30 schreef SparkyGSX:
100nF lijkt me trouwens wel erg groot voor C3, ik heb het gevoel dat het ding daar wel erg traag van wordt.

C3 lijkt mij ook veel te groot, een paar tientallen pF's is genoeg om oscillaties te voorkomen.

De offsetproblemen hadden voorkomen kunnen worden door de regeling net zo op te bouwen als in CO voeding gebeurt is(met extra weerstanden).

Vandaag de modulatie ingang eens getest. Ik heb voor het gemak maar één Trap aangesloten. De voeding was een 7815 met een kleine print trafo. Op de plaatjes is goed te zien, dat bij hogere belasting de spanning regelaar niet meer kan volgen.

Wat geeft de Rigol een hoop ruis zeg !! Binnenkort toch maar even Pros Probe Buffer maken. Jammer dat de Rigol de spanning uitleest vanaf het scherm, vandaar dat je op het tweede plaatje geen Vpp ziet.

Kan je misschien verder ook jou schema posten voor de load die je hebt gemaakt om je AVR volt/ampere meter te testen? Heb je daar die Q3 -truuk ook toegepast?

Mijn versie in Simetrix, de 2 dioden in serie zijn in het echt een groene led:

Zonder Q2:

duidelijk is te zien dat het regelgedrag door Q2 beter is.

Wat is het verschil als je de collector van Q2 aan de ground knoopt, in plaats van aan de source van die MOSFET? Die sense weerstand kan dan voor een beetje degeneratie zorgen, om het zaakje wat stabieler te maken. Voor mijn gevoel heeft dat een flinke invloed op de stabiliteit, waarmee de regelaar zelf misschien wel weer wat sneller gemaakt kan worden.

Doe ik later vandaag wel, het wijzigen van C1 heeft amper invloed, zelfs met 1nf komt er praktisch hetzelfde uit. Misschien moet ik de te belasten voeding ook pulserend inschakelen.

Dank voor je schema Ronald !

In de andere schema's zie je geen 'R4' zoals boven. Wat is de reden dat C1 via R4 wordt teruggekoppeld? Zo ga je toch sterk freqentie afhankelijk worden...?

Wat zitten spelen in Simetrix, waarbij ik de belasting pulseren met een fet aan een voeding hang. Toen ingezoomd op de pulsen.

1uF & 47K vs 1nF

1uF & 47K vs 1nF vs 100nF

100nF & 47K vs 1uF & 47K vs 10uF & 47K

1uF & 10K vs 1uF & 47K vs 1uF & 100K

Duidelijk is dat 1uF en 47K het beste resultaat geven mi. Geen idee waar dit shema vandaan komt, zat in mijn collectie. Q2 heb ik wel zelf toegevoegd, waarbij het niet uitmaakt of ie nu direct aan ground hangt of via de weerstand van 1.5Ω

Shema gevonden, komt uit EDN Design Ideas Nummer 92 March 17, 2005

Power MOSFET is core of regulated-dc electronic load

www.edn.com/contents/images/31705di.pdf

Ja, in de EDN staan wel vaker leuke schema's. Bedankt voor het opzoeken !