Oeps! 
Daar heb ik op het laatste moment de stroomspiegel nog even gespiegeld, spiegels spiegelen moet je ook niet doen... Ik heb het schema in de post vervangen.
[Bericht gewijzigd door Kruimel op (15%)]
blackdog
Golden Member
Daar de mens het noodzakelijke niet kan volbrengen, streeft hij naar het overbodige (Goethe)
Hi Kruimel,
Je kan van C5 ook een RC netwerkje maken, zeg maar net als R4 en C2 in je schema.
Helemaal zonder uitgang condensator lijkt mij niet echt handig, maar zeker goed om te kijken hoever je kan komen.
Ik denk om het geheel goed bruikbaar te maken dat je uiteindelijk tussen de 1 en 10uF gaat uitkomen over de uitgang klemmen.
Je zal wat dynamische testen meten doen om te zien wat haalbaar is.
Groet,
Bram
PS
Je LM317 schakeling is denk ik zo wat netter van opbouw. 
Wanneer de opgenomen stroom door de 723 pinnen 11+12 groter wordt dan ca. 9,5 mA dan zakt de voedingsspanning op de pinnen 11 en 12 tot onder het minimum toelaatbare van 9,5V voor de 723. Wanneer de 723 voedingsspanning kleiner of gelijk is aan 9,5V dan is een correcte werking van de 723 niet meer gegarandeerd.
Dat is waar, en ik heb er wel even over lopen nadenken of ik kan voorkomen dat er teveel stroom door pin 11 kwam, maar daar kreeg ik geen elegante oplossing door. Door pin 10 zou niet meer dan de ruststroom van 4mA en Iref moeten gaan en dat heb ik (soort van) afgedekt. Er zou niet veel stroom de basis van Q2 in moeten gaan (ordegrootte 100µA, uitgaande van een versterkingsfactor van 100), maar als de collectorspanning op één of andere manier zou wegvallen zou dat er wel toe leiden dat er meer stroom door de basis gaat. Dat is onhandig, maar zodra dit gebeurt is er wel al iets mis ergens, en door de beperkte voedingsstroom is het geen drama als die weglekt via deze pin. Die 18mA zal waarschijnlijk geen schade geven en dat de voeding als geheel dan niet werkt is dan toch al wel gegarandeerd.
Op 14 november 2023 10:41:18 schreef blackdog:
Je kan van C5 ook een RC netwerkje maken, zeg maar net als R4 en C2 in je schema.
Dat kan, en zal ik het nog over hebben, maar dat doorkruist mijn argumentatie van het bestaan van deze condensator. Conceptueel is zo een weerstand niet belangrijk, pas in de laatste stappen van de compensatie zal ik dat overwegen. Ik gebruik deze condensator nu als dominante poolcompensatie, die gewoonlijk in de aansturing zit. De uitgangstrap is nu de spanningsversterkende stap in het systeem, en ik plan om de aansturing zo te compenseren dat de regellus stabiel wordt (vandaar dat R14 er wel is, en er geen weerstand in serie met C5 staat). Als ik nu (al) een weerstand in serie met C5 toevoeg dan verhoog ik de HF versterking daar en introduceer ik mogelijke hoogfrequente instabiliteit terwijl ik er alleen maar wat mee win op de (veel) hogere frequenties (in theorie kan ik met deze componenten al 1V/µs halen, wat door de transistoren alleen al onwaarschijnlijk is). Als de de weerstand te groot maak dan verlies ik de voorspelbaarheid van het gedrag van de uitgangstrap. Mijn eerste stap zal zijn om deze condensator kleiner te maken, en heel misschien daarna om er iets mee in serie te zetten.
Helemaal zonder uitgang condensator lijkt mij niet echt handig, maar zeker goed om te kijken hoever je kan komen.
Ik denk om het geheel goed bruikbaar te maken dat je uiteindelijk tussen de 1 en 10uF gaat uitkomen over de uitgang klemmen.
Zoals ik al tegen ohm pi zei: eerst ga ik testen zonder uitgangscondensator. Het is niet mijn doel condensatorloos door het leven te gaan, maar het moet zonder condensator kunnen werken. Ik wil de voeding op de max spanning en 20mA zetten en een LED'je aan kunnen sluiten. De praktijk van het gebruik van een voeding is toch al niet dat je een gevoelige schakeling zonder enige lokale ontkoppeling direct op de klemmen aansluit. Daar zit 1) een stuk draad aan, aan het einde van welke je die prachtige eigenschappen toch kwijt bent en 2) lokale ontkoppeling omdat dit voor een gevoelige schakeling toch nodig is. Dan heb ik liever een voeding die goed om gaat met een aangesloten condensator dan eentje waar ik geen controle heb over wat de piekstroom is als je iets aansluit.
Je zal wat dynamische testen meten doen om te zien wat haalbaar is.
Die staan al in de planning... 
Je LM317 schakeling is denk ik zo wat netter van opbouw.
Thanks! 
Op 14 november 2023 12:43:41 schreef Kruimel:
Dat is waar, en ik heb er wel even over lopen nadenken of ik kan voorkomen dat er teveel stroom door pin 11 kwam, maar daar kreeg ik geen elegante oplossing door.
Je kan pin 11 voeden via een geschikte weerstand vanaf de + van C1.
blackdog
Golden Member
Daar de mens het noodzakelijke niet kan volbrengen, streeft hij naar het overbodige (Goethe)
Hi,
Door R5 wat hoger te nemen in waarde, dus b.v. 150Ω
dan is de stroom door Q2 ook lager worden en daardoor ook de stroom die de LM723 zal moeten leveren.
Groet,
Bram
De stroom die de 723 moet leveren is de maximale stroom door Q2/βQ2, die in mijn geval een BD139-16 is, en dus minimaal 100 is, en komt dan neer op 300µA. Dit is geen probleem, en dit niet bestaande probleem wordt niet opgelost door de ruststroom te verminderen. Deze relatief grote ruststroom is bewust en heeft dezelfde reden dat het heeft in klasse A versterkers en zal ik later verder uitwerken. Als naderhand blijkt dat C5 kleiner kan, dan kan de ruststroom ook lager worden gemaakt, maar voor die tijd wordt de stroom die het IC moet leveren gemeten in µA en is niet significant (het IC gebruikt typisch 2,3mA).
Op 14 november 2023 18:34:29 schreef ohm pi:
[...]Je kan pin 11 voeden via een geschikte weerstand vanaf de + van C1.
Klopt, maar ik heb gekozen dat niet te doen omdat het aanbrengen van een weerstand vervelende effecten kan introduceren. In de originele schakeling doen ze dat ook, en het is iets dat ik expliciet kwijt wil. Het probleem dat je ermee introduceert is dat de Miller-capaciteit van de transistor in kwestie gaat "trekken" aan de aansturing van diens basis. Als er bijvoorbeeld een snelle stijging van de emitterstroom nodig is zal dat precies op dat moment gepaard gaan met een daling van de collectorspanning die de basisstroom die dat mogelijk moet maken tegen werkt. Andersom is nog erger: als de emitterstroom moet dalen zal deze Miller-capaciteit de basis open blijven sturen terwijl dat niet moet, en de schakeling heeft intern geen mogelijkheid om stroom uit deze -extern ontoegankelijke- basis te trekken behalve een relatief hoogohmige weerstand:
Dit geeft aanleiding tot non-lineaire en niet compenseerbare asymmetrische fasedraaiing. Ik kies er dus nu voor om de opstelling zo te laten, omdat het enige probleem is dat het zou oplossen dat de voedingsspanning niet omlaag wordt getrokken als de collectorstroom van Q2 wegvalt (die via R5 en Q3 praktisch direct aan dezelfde C1 zou zitten en op dat punt ook spanningsloos zou zijn) en het IC op die manier wordt gedwongen alle stroom te leveren die nodig is om de spanning over R6 te handhaven. De regellus is in zo een geval toch al doorbroken en ik zit er niet mee dat deze niet-destructieve gebeurtenis (≈18mA) plaatsheeft. Bovendien zou dat betekenen dat ik één pin aan een voeding hang die potentieel bijna 20V hoger is dan de voedingsspanning van het IC. Daar zou ik me niet comfortabel bij voelen, want dat heeft wel de potentie problemen te geven als er toch ergens iets onderbroken raakt. Ik weet niet of het IC daarvoor is ontworpen.
Het miller-effect had ik over het hoofd gezien.
Het miller-probleem kan je 'oplossen' door een condensator tussen de collector en ground te plaatsen, maar dan zit je inderdaad heel snel in de afdeling vieze oplossingen.
Hoe groot is die Miller C van de output transistor in de 723 en speelt die wel een significante rol in de regellus als de 723 tot 40V voedingsspanning is gespecificeerd en standaard uitgangsspanningen van 2V to 37V kan regelen?.
M.b.t het stroomverbruik van de pinnen 11+12, dat is al ca. 4,1mA.
Ik weet niet hoe groot de Miller-capaciteit is, en dat is zelfs bij discrete transistoren niet altijd bekend, spanningsafhankelijk en hoogst variabel (daar zie ik in het geval van het gegeven zijn gewoonlijk alleen een maximale waarde). Je kunt er geen stabiliteitsberekening op baseren omdat de getallen zo variabel (en in dit geval onbekend) zijn. Op dit punt betreft het bovendien een beredeneerbaar non-probleem.
De maximale voedingsspanning is IMHO niet heel relevant, en in de standaard-toepassing van het IC is het regelbereik 2-7V voor één schakeling, en 7-37V voor een andere indeling. Nergens meldt men een toepassing waarin de collector van de genoemde transistor een hogere spanning voert dan de voedingspin van het IC. De collector is toegankelijk om het gebruik van een externe PNP transistor toe te laten. Het is mogelijk een kleinere versie te bouwen waar het IC zonder Q2 direct een externe Darlington aanstuurt, maar het doorkruist de ontwerpfilosofie van de schakeling waar de warmteproducerende onderdelen niet in of direct naast de 723 zitten.
Het stroomverbruik van het IC gaat alleen maar via pin 11+12, en dat is waar ik mee reken, de rest is te berekenen. Overigens gaat er meer dan 1mA via de collector van de uitgangstransistor via R7. Dat heb ik gedaan om te zorgen dat de Zenerdiode altijd met een redelijke stroom geleidt zodat de dynamische weerstand wat lager is. De Zenerspanning op 100µA is waarschijnlijk aanzienlijk lager dan de nominale en dat vermindert de voorspelbaarheid van de schakeling in die regio en zou kunnen verhinderen dat de transistor volledig uitschakelt, wat een relevante issue zou zijn.
Mijn berekening voor het stroomgebruik is:
IC (eigengebruik): 4 mA
Collectorstroom: 1,5 mA
Stroomspiegels &
spanningsdeler: 3 mA
Potmeter: 8 mA
------------------------- +
Totaal: 16,5 mABij elkaar is dat (net) minder dan de 18mA uit de LM317 en in die hoedanigheid misschien marginaal. Ik zal R15 verlagen naar 47Ω om een grotere stroom door de 12V Zener (die ik waarschijnlijk weer 11V zal maken) te kunnen garanderen. Uiteindelijk zal het waarschijnlijk toch nodig zijn om op een bepaald punt voor deze stroom (die ook door de stroommeetshunt loopt) te compenseren, dus dan maakt de exacte grootte minder uit.
Veel van de keuzes in deze schakeling zijn om de blokken waaruit hij is opgebouwd een grotere voorspelbaarheid te geven zodat ik op theoretische basis kan beginnen te compenseren (wat -zoals je ziet- nogal een gedoe is om goed te doen). Ik was al aan het broeden op nadere verklaringen, maar dat neigt traag te gaan.
(Mijn) methode van berekenen
Om de schakeling te kunnen analyseren gebruik ik een stukje "klok en klepel" niveau conceptualisering. Stabiliteit zou moeten kunnen worden bereikt bij het voldoen aan het "Barkhausen stabiliteitscriterium", (deze term moest ik opzoeken). De versterking van de spanningsversterker en de terugkoppeling samen (de "lusversterking") mag nooit meer zijn dan 1 bij 180° fasedraaiing.
Om de versterking en fase van de verschillende onderdelen van de schakeling te benaderen en samen te nemen wil ik gebruik maken van Bodeplots voor fase en versterking die een geïdealiseerd beeld geven van de karakteristieken van de verschillende blokken van de schakeling. Bode magnitudeplots hebben het voordeel dat je ze mag optellen omdat ze in dB zijn, terwijl lineaire versterking vermenigvuldigt. Een versterking van een factor 10 zou betekenen dat "normale" grafieken 10x zo hoog en 10x zo steil worden, maar een bodeplot wordt dan gewoon 10dB hoger en blijft even steil. Simpele eerste orde systemen krijgen vanaf/tot de kantelfrequentie een helling van (-)20dB per decade en zijn daarmee ook relatief makkelijk te tekenen en op te tellen.
Ik heb de schakeling in 5 blokken opgedeeld waar ik de overdrachtsfuncties voor wil gaan berekenen. Veel van de keuzes die ik eerder maakte hebben te maken met het berekenbaar en voorspelbaar (kunnen) maken van deze blokken. Ik heb het even met de hand getekend, want ik vind het nogal een gedoe dit in CAD te krijgen:
Ik heb de blokken genummerd:
- De spanningsdeler
- De verschilversterker in de 723
- Het compensatienetwerk aan pin 13 van het IC
- De gestuurde stroombron die bestaat uit Q2 en R6
- De uitgangstrap met C5
Ik heb er ook bij gezet welke grootheid het uitgangssignaal heeft, want hoewel ik alles in dB zal proberen uit te rekenen (wat niet meer is dan een verhouding), zal de werkelijke eenheid V/A (Ohm of Ω) of A/V (soms Mho, Ω-1 of ?, een teken dat bij dit lettertype niet bestaat) zijn, en zal ik er als ik er aan denk dBΩ/dBΩ-1 bij zetten.
De blokken waar de Bodeplots relevant zijn, zijn 3 en 5, want dat zijn de enige die in theorie fase-draaiing genereren. De anderen zouden dat niet moeten doen, maar op hogere frequenties doen die dat natuurlijk wel door parasitaire effecten. De reden dat ik net zo stellig tegen de collectorweerstand aan pin 11 van het IC argumenteerde is daar een gevolg van. Dat is ook de reden dat ik een relatief hoge ruststroom door Q2 en lage basis-emitterweerstanden voor Q3 en Q4 wilde. De Miller-capaciteit van de gebruikte transistoren is niet bekend en niet stabiel over het werkgebied, dus mijn doel is om de stromen door die capaciteiten in het bruikbare frequentiegebied van de regelaar aanzienlijk kleiner te maken dan de ruststroom, waardoor de invloed die ze hebben afneemt.
De driver (Q3) die ik eerst wilde gebruiken was de MJF15031, en die heeft een typische Millercapaciteit van 80 tot 300pF:
Deze variabele capaciteit doet schade aan de voorspelbaarheid van de schakeling, die potentieel meer fase-draaiing krijgt zodra de uitgangsspanning dichter bij de ingangsspanning komt. Door het gebruik van een hogere stroom om een hogere capaciteit aan te sturen heb ik nu zelf controle over exact hoe snel de collectorspanning van de transistor stijgt en daalt, en bovendien de niet-lineaire effecten van Q5 lokaal ontkoppelt. Nu is die capaciteit relatief groot om ruimte te laten voor verschillende transistoren en parasitaire effecten, maar als dit blijkt te werken kan er worden getest met kleinere capaciteiten. Het gaat me nu alleen om de berekening en het voorkomen van problemen op het moment dat ik begin met testen. Als je heel ambitieus compenseert met hoge versterkingen tot in de MHz dan weet je al dat je schakeling gaat staan rondzingen door onvoorziene parasitaire effecten op het moment dat je hem aan zet.
Nou, dat was weer een lang verhaal voor weinig... In de volgende episode wil ik getallen geven aan de versterking van de verschillende blokken om zo tot zinvolle waarden te komen. De componentwaarden die ik nu heb zijn gevolg van een interatief schattingsproces met een paar afrondingen naar E3 waarden die ik niet heb nagerekend.
Op 14 november 2023 20:14:26 schreef Kruimel:
[...]Klopt, maar ik heb gekozen dat niet te doen omdat het aanbrengen van een weerstand vervelende effecten kan introduceren. In de originele schakeling doen ze dat ook, en het is iets dat ik expliciet kwijt wil. Het probleem dat je ermee introduceert is dat de Miller-capaciteit van de transistor in kwestie gaat "trekken" aan de aansturing van diens basis. Als er bijvoorbeeld een snelle stijging van de emitterstroom nodig is zal dat precies op dat moment gepaard gaan met een daling van de collectorspanning die de basisstroom die dat mogelijk moet maken tegen werkt. Andersom is nog erger: als de emitterstroom moet dalen zal deze Miller-capaciteit de basis open blijven sturen terwijl dat niet moet, en de schakeling heeft intern geen mogelijkheid om stroom uit deze -extern ontoegankelijke- basis te trekken behalve een relatief hoogohmige weerstand:
...
Er is nog een trucje om pin 11 buiten de LM317 om te voeden:
De basis en emittor van Q2 neem je los van waar hij nu zit.
De basis van Q2 knoop je aan pin 6 pin 12 van de 723 en de emittor knoop je aan pin 11 van de 723.
R6 kan verwijderd worden. De waarde van weerstand R5 moet herberekend worden.
De spanning op pin 11 is ongeveer gelijk aan de spanning op pin 6 en wijkt niet veel af van 12V en de transistor in de 723 wordt niet overmatig verwarmd.
Je hebt nagenoeg geen last van het Miller-effect, want Q2 samen met de transistor in de 723 vormen een cascode-schakeling.
Op output pin 6 van de 723 genereerd de 723 de Vref spanning van ca. 7V. Deze output pin kan alleen stroom sourcen. Wanneer deze output pin stroom gaat sinken dan wordt de Vref spanning instabiel en gaat makkelijk omhoog afhankelijk van de sink stroom.
Dit heb ik toch al uitgebreid besproken? Het gebruik op de referentiespanning is groter dan wat ik aan deze aan stroom toevoer. Dat is zo 'by design' en heb ik voorgerekend, nagerekend, beredeneerd en gecontroleerd. Heb ik iets over het hoofd gezien dat je het opnieuw noemt?
Op 15 november 2023 18:26:47 schreef ohm pi:
Er is nog een trucje om pin 11 buiten de LM317 om te voeden:
De basis en emittor van Q2 neem je los van waar hij nu zit.
De basis van Q2 knoop je aan pin 6 van de 723 en de emittor knoop je aan pin 11 van de 723.
R6 kan verwijderd worden. De waarde van weerstand R5 moet herberekend worden.
De spanning op pin 11 is ongeveer gelijk aan de spanning op pin 6 en wijkt niet veel af van 12V en de transistor in de 723 wordt niet overmatig verwarmd.
Je hebt nagenoeg geen last van het Miller-effect, want Q2 samen met de transistor in de 723 vormen een cascode-schakeling.
Zoals dit bedoel je?
Helaas gooit deze indeling een stok in de wielen van de ruststroom die ik juist relatief groot heb gekozen om de Millercapaciteit van Q3 (die veel belangrijker is wegens diens grote spanningsversterking) te kunnen negeren. Als ik de stroom nu weer vergroot door R6 (die nu het werk van R7 moet doen) te verkleinen dan moet die ruststroom door de Zener in de 723 en dat is wat de warmte dan gaat genereren. Deze schakeling die ik eerder suggereerde doet extern van het IC iets vergelijkbaars, maar voegt een transistor toe:
Maar wederom ga ik dit non-probleem niet oplossen, er is immers helemaal geen argument om de stroom door pin 11 te beperken als de voeding maar 28mA kan leveren en er aan pin niets zit dat serieuze stromen kan opnemen. Ook ga ik geen compromissen sluiten wat betreft de ruststroom omdat ik die met een reden hoog gekozen heb. Als blijkt dat ik C5 kan verkleinen kan de ruststroom misschien kleiner, maar zal ik dat waarschijnlijk alsnog niet doen, maar het gebruiken om de snelheid te vergroten omdat ik dat nuttiger vind. Wat simpelheid zal de originele schakeling waarschijnlijk beter voldoen, maar ja, daar wilde ik op een aantal punten ook van af.
20231121edit: (let op: pin nummers 4 en 5 zijn hier in beide schema's per ongeluk omgekeerd)
Op 15 november 2023 19:45:42 schreef Kruimel:
Dit heb ik toch al uitgebreid besproken?
Excuses voor de verwarring, ik refereerde aan ohm pi's stelling dat "De spanning op pin 11 is ongeveer gelijk aan de spanning op pin 6 en wijkt niet veel af van 12V..."
Ow aha, ik snapte het al niet, excuus... 
Maar je hebt wel gelijk, het lijkt er op dat ohm pi de basis van de transistor aan de voedingsspanning gedacht had in plaats van aan de referentiespanning. Dat had ik over het hoofd gezien in zijn post, maar in dat geval ben je de 723 nog meer warm aan het stoken.
edit: Dan wordt het volgens mij zo:
20231121edit: (let op: pin nummers 4 en 5 zijn hier per ongeluk omgekeerd)
Overigens zie ik nog niet helemaal hoe de referentiepin hier stroom zou kunnen sinken, er is geen stroompad in die richting door de transistor.
Even los van Q2, in je laatste schema is de Vref output (pin 6) van de 723 stroom aan het sourcen of aan het sinken (met de daarbij oplopende Vref spanning) afhankelijk van component toleranties...
Het circuit rondom de LM317 heeft de overhand in het genereren van de spanning op Vref, de Vref pin van de 723 doet bijna niets in het stabiel houden van de Vref spanning in je laatste schema.
Je hebt gelijk inderdaad als je uit gaat van het volle bereik aan realistische tolerantie, ik had het niet meer exact nagerekend toen ik waarden aanpaste. Zeker met potmeters wil er nog wel veel tolerantie zijn (20% is best nog wel normaal voor koolpotmeters, en de werkelijke waarde varieert inderdaad wild) en variatie in de referentiespanning -die al een 10% tolerantie heeft- heeft het dubbele effect van het verlagen van de afgenomen stroom en het vehogen van de geïnjecteerde stroom. In dit geval weet ik toevallig dat de referentiespanning 7,24V is en de potmeter 5% tolerantie heeft (en dat dit klopt), dus ik maak me nu even geen zorgen en zal de waarden fatsoenlijk herberekenen zodra ik de knoop doorgehakt heb over de exacte schakeling.
@Kruimel,
Sorry voor de verwarring die ik schep.
Het was mijn bedoeling dat de basis van Q2 aan de voedingsspanning komt te liggen, dus aan pin 12 ipv pin 6.
Pin 6 dient ongemoeid te blijven.
Ik zal het in mijn voorgaande verwarring scheppende post aanpassen.
Overigens, ik geef alleen maar een mogelijkheid aan, die misschien alleen maar bruikbaar is voor derden.
Geen probleem hoor, ik vind het best interessant om verschillende mogelijkheden de revue te laten passeren, ik zal alleen bepaalde suggesties niet direct implementeren en eerst mijn huidige ontwerpstrategie uit proberen te werken (waar ik gisteren nog tegen een probleem aan liep, daarover later meer). Ik plan zeker nog om daarna varianten te maken met andere karakteristieken, en wie weet komt deze opzet dan nog eens ter sprake. Ik zat er bijvoorbeeld al op te broeden om de schakeling te versimpelen door slechts een enkele geïntegreerde Darlingtontransistor te gebruiken:
20231121edit: (let op: pin nummers 4 en 5 zijn hier per ongeluk omgekeerd)
Op het schema scheelt dit minder dan op de print, maar het kan de schakeling wel compacter maken. Met een kleinere ruststroom kan je de Darlington direct aansturen vanuit het IC of een kleine SMD transistor op de module. Deze geïntegreerde Darlingtons waren nog erg ongebruikelijk in 1978 toen voor vermogens NPN transistoren de norm waren (de MJ2501 bestond toen misschien net). Voor stabiliteit blijft een weerstand aan pin 11 onwenselijk, dus dat is iets dat ik van het originele ontwerp zou afraden over te nemen. Een geschikte weerstand zou aan pin 9 moeten zitten om een voorspelbare karakteristiek te geven.
Wel, ga je met de theorie bezig, dan ontdek je opeens conceptuele fouten in je schakeling. Ik heb op best een aantal vlakken moeten aanpassen om die te corrigeren, dus zonder alle details uit de doeken te doen allereerst mijn nieuwe conceptschakeling:
20231121edit: (let op: pin nummers 4 en 5 zijn hier per ongeluk omgekeerd)
Ik dacht met de shuntcompensatie slim te zijn door op hogere frequenties te kunnen compenseren voor de vermindering van versterkingsfactor die je krijgt van de integrator in de uitgangstrap. Toen heb ik met veel pijn en moeite geprobeerd een zinvolle versterkingsfactor voor een verschilpaar waar je de exacte karakteristieken niet van kent te schatten (wat op zich lukte), maar toen ik dat in een Bodeplot wilde zetten ontdekte ik dat ik een denkfout had gemaakt. Ik moest terug naar de tekentafel... *Zucht* 
Het nieuwe schema bevat nu 3 relevante blokken. De verschilversterker (blok 2) heeft nu een bandbreedtebeperking gekregen van ongeveer 140kHz door C4, die nu als Millercapaciteit geschakeld is. Dit is de primaire bandbreedtebeperkende factor in de huidige opzet, en dat is hopeloos optimistisch. Ik vermoed dat deze uitgangstransistoren op dat punt al nauwelijks meer versterken waardoor je ruim voor die tijd al last gaat krijgen van parasitaire effecten. Het lijkt me dat uiteindelijk de lusversterking op dat punt al 0dB moet zijn, terwijl het nu pas de kantelfrequentie is. Waarschijnlijk zal mijn eerste test met iets van 470pF zijn, waardoor het kantelpunt iets van 30kHz wordt en dan kijk ik later wel naar verbetering. De transistoren die ik origineel had gepland zijn de MJF15031 en 2SD2052 en die zijn aanzienlijk sneller (30 en 20MHz). Daar is de kans groter dat ik tegen een andere snelheidsbeperking aan loop dan de snelheid van de transistoren.
Hetgeen ik wilde -en nu heb geïmplementeerd- is een stap in het proces die integreert (de uitgangstrap, blok 5) en een aansturing (blok 4) die het omgekeerde doet. De aansturing van de eindtrap compenseert nu voor de karakteristiek van de uitgangstrap. Ik heb Q2 nu niet meer via de interne Zener van de chip aangesloten, maar direct op de emitter omdat de dynamische stroom nu door C7 gaat. De ruststroom door Q2 wordt nu door R6 om de shunt naar massa afgevoerd en het aandeel dynamische stroom is er nu klein. De omweg rond de shunt scheelt voor de stroommeting. De ruststroom is namelijk afhankelijk van de benodigde UBE van Q3 en zal met de temperatuur veranderen en dat beïnvloedt de stroommeting. De andere stromen door de shunt zijn nu geregeld door de LM317 en zouden redelijk constant moeten zijn. De stroom door C7 zal zodra er een afwijking op de uitgangsspanning ontstaat naar ratio van de frequentie stijgen. Een stapverandering in de spanning op de uitgang zal een sterke initiële aansturing van de eindtrap veroorzaken waardoor de Millercapaciteit daar snel ge- of ontladen kan worden en de spanning snel bijgeregeld kan worden, in theorie volledig compenserende voor de integrerende werking van de eindtrap. We zijn nu (in theorie althans) enerzijds de traagheid kwijt die C5 heeft veroorzaakt, maar houden het lineaire en voorspelbare karakter van de uitgangstrap die je van zo een condensator krijgt. Variaties in frequentiekarakteristiek, versterkingsfactor of paracitaire capaciteiten blijven nu verborgen in de rust- en stuurstromen naar de eindtrap toe.
In theorie zou een instantane stap van 1V in de (voorheeen stabiele) uitgangsspanning tot een stroom van ongeveer 20mA door C7 moeten leiden (die dus opgeteld wordt bij de ruststroom van ~10mA door Q2). Dat is groot genoeg om tot 2V/µs stijging te geven op de uitgangsspanning, of bij te dragen aan het erg snel genereren van ladingsdragers in Q3 of het laden van een eventueel aangesloten condensator. (Dit typende realiseer ik me dat 10nF daar misschien logischer was geweest).
In elk geval zal ik nog het één en ander moeten gaan narekenen en herberedeneren, maar voor mijn gevoel krijgt het concept nu vorm. Helaas zal ik de kleine print dan ook moeten aanpassen om pin 9 te gebruiken in plaats van pin 10, maar ik denk dat ik ze gewoon kortsluit. In deze specifieke omstandigheid kan dat namelijk, en het verleggen van een spoortje onder de chip zie ik niet zo zitten. 
NB Ik heb ook D2 vervangen met een weerstand R21, omdat ik vermoed dat als ik later de stroomlus wil stabiliseren een soort van beperking in versterkingsfactor misschien wel nuttig kan zijn. Er zit nu immers een differentiator achter dus voorspelbaarheid wordt relevant. Ook heb ik een kleine condensator C7 aan de loper van de potmeter gehangen. Een multiturn potmeter is niet meer dan een grote luchtspoel, dus op hogere frequenties kan het zijn dat de dynamische spanningen die via C4 terug naar de inverterende ingang komen problemen gaan geven. De waarde van 10nF leek me redelijk omdat dit geen issue zal zijn op lagere frequenties, maar dat is niet meer dan natte-vingerwerk en ik heb deze waarde voldoende liggen.
Voor hen die nooit een multiturn open hebben gesloopt:
Ik heb de inductie nooit echt kunnen meten, maar ik neem even geen risico's...
@Kruimel,
Op 1 nov heb je zeker een 723 opgeblazen?
Want om 10:58 uur die dag had je een 723 met de inverterende ingang op pin 4 en vanaf 1 november 2023 20:28 uur gebruik je nieuwe types 723's met de inverterende ingang op pin 5 ipv pin 4.
Ik kan zelf niet vinden wanneer in de officiele LM723 TI Datasheets de overgang van
- Niet Inverterende ingang op Pin #4 (DIL package)
naar
- niet Inverterende ingang op Pin #5
plaatsvindt.
Heeft men dit echt gedaan?
Lijkt mij niet handig!
Info? hier misschien: https://boldport.com/blog/bob-widlar-723 ?
Of wil je enkel aangeven dat Kruimel vanaf die Datum / tijd (1 november 2023 20:28 uur) een fout in zijn schema's heeft geïntroduceerd ?
Dat wil hij inderdaad: er zit een fout in mijn schema-symbool, en die heb ik rond 1 november geïntroduceerd. De pin-indeling is nooit gewijzigd, zeker niet recent. Late night editing... 
Voordeel is dat het alleen het schema-symbool is, want de PCB's waren al waren gemaakt met de juiste. Er zijn geen 723's gesneuveld door dit euvel en de fout zit niet op de print. Ik heb wat zitten te experimenteren met het tekenen van een nieuw symbool om de interne werking van de 723 wat duidelijker te maken voor het conceptschema. Van dat schema heb ik nooit een PCB gemaakt, ik had een los schema voor het kleine bordje (hier) en eentje voor het hoofdbord met de TH componenten (hier).
Het originele symbool heeft alleen pin-nummers en -namen, en was lastig(er) te lezen. Op een bepaald moment heb ik de niet-inverterende en de inverterende ingangen verwisseld om het aantal kruisingen op het schema te verminderen. De inverterende pin zal namelijk relatief vaak met de compensatiepin worden verbonden. Helaas heb ik alleen het grafische element van de pinnen aangepast en niet de eigenlijke pin-nummers.
Ik ga nog even broeden hoe ik dit ga oplossen in tientallen posts. Geen zin om alle schema's te hermaken...
@ohm pi: Scherp gezien... 
Bedankt Kruimel voor de uitgebreide uitleg.
Goed om te horen dat de verschillende fabrikanten, de PIN OUT van de uA723 DIL niet veranderd hebben.
Dat zou voor een behoorlijke verwarring gezorgd hebben!
Mooi dat het project oplettend gevolgd wordt, o.a. door Ohm Pi e.a.
Succes met het finale design!