RC tijden in de praktijk

Ik gebruik MustCalculate altijd: https://mustcalculate.com/electronics/capacitorchargeanddischarge.php?…
Helaas werkt de grafische weergave momenteel niet (normaliter krijg je ook een (ont)ladingsgrafiek)

De redenatie over de R/C tijd lijkt niet zo verkeerd, maar de precieze schakeldrempels van Schmitt trigger ingangen en de drempelspanningen van de diodes bij kleine stromen zijn erg ruw.
Ik zou een ruwe inschatting maken, de schakeling met de exacte componenten die ook in de definitieve uitvoering zullen komen in breadboard prikken en langs die weg verder dimensioneren.
[Of eigenlijk, ik zou een microcontroller nemen in plaats van a la Elektuur 1975 nog een analoge schakeling te bouwen met digitale componenten, maar dit offtopic. ]

Er ontbreekt een pull down aan de ingangen van IC1c/b en e. De schakeling lijkt nu onbegrijpelijk.

Het belangrijkste met condensatoren is /de/ condensatorformule:

I = C dU/dt

Ik vind dat je niet echt van een RC tijd moet/kunt spreken bij de berekening van C1.

Wat gebeurt er als er NIET gebeld wordt? De weerstand trekt de anode van de diode naar 5V en via de 5V wordt de condensator opgeladen. Tja, na RC = 1k * 100uF = 100ms is ie ongeveer op 63% van de 4.3V en na 500ms is ie wel ongeveer op de eindwaarde Mij best.

Wat gebeurt er dan als er gebeld wordt? De opto gaat aan, trekt de weerstand en anode van de diode naar GND en .... verder niets.

Ik zal wel iets verkeerd doen.

Ik dacht dat we met thresholds van de schmitt trigger temaken zouden krijgen en de stroom door de weerstand dan moesten gaan afleiden. Dan kan je zonodig de hysterese opzoeken en ook dan de stroom uitrekenen. Maar als ik het schema nu goed lees denk ik uiteindelijk dat het schema niet doet wat jij er van verwacht.

C1 wordt geladen door R2 en/of R9. En als die eenmaal vol is gaat die nooit meer leeg. Dat is vast niet de bedoeling...

Er loopt geen stroom door R5. Dus die kun je net zo goed vervangen door een draad-brugje.

Als de oscillator loopt, dan is de reset van de HCT164 laag ( = actief), dus alle uitgangen gaan dan naar 0.

Allen hartelijk dank!

@Arco Altijd handig zo'n tooltje én om te weten dat deze prettig werkt

@Aart Proefondervindelijk vaststellen is ook weer zo wat. (offtopic) Ik pak tegenwoordig vrijwel direct voor alles een microcontroller. Maar heb een hoop klein grut en besloot deze voorraad eens aan te spreken voor deze niet zo ingewikkelde taak Pulldowns zijn niet nodig gezien de C's in de praktijk allemaal geladen worden, het Schmitt trigger ingangen betreffen én de schakeling zo in elkaar zit dat ondefinieerbare statussen (tijdens opstarten) niet uitmaken.

@rew ik mag graag je reacties lezen. Zo ook deze keer. Je wijst me op een belangrijk punt: D2 is onhandig gekozen. C1 moet laag getrokken worden als er gebeld wordt. D2 gaat er bij deze tussenuit! Dank je wel. Edit: Het werkt nu niet meer. D2 moest voorkomen dat er onderscheid gemaakt werd tussen een echte beller en het systeem zelf wat daarna aan de bel trekt. Ik moet dit anders vormgeven!

@deKees R5, inderdaad. Scherp. 0,1...1uA is al erg laag.
De oscillator kan alleen lopen als de uitgang van IC1a laag is. IC1e is dan hoog via D6. D7 voorkomt dat IC1e wordt beïnvloed door IC1d. De reset is dus juist hoog (inactief) als de oscillator loopt.

Ik kom er op terug! Foutje gevonden door @rew er eerst uit halen.

Ik denk dat het zo kan

D2 vervangen door R11
C1 wordt opgeladen door R2 en R11.
Wanneer er een beller is, ontlaad C1 via R11 IC1b en c moeten dan wel z.s.m. dat detecteren door <2,5V aan de ingang te krijgen.
Wanneer de bel stopt en het zelf de bel bediend , word C1 bijgehouden tot de halve voedingsspanning via R9 die een lagere waarde (ik denk aan bijvoorbeeld 220Ω) moet krijgen vanwege D3 waar 0,6V over valt.

Naast de vraag die blijft staan wat de waarde van C1 moet worden, vraag ik me ook af hoe ik R2, R11 en R9 mooi op elkaar afstem...

Op vrijdag 10 juli 2026 13:43:33 schreef Aart:
Er ontbreekt een pull down aan de ingangen van IC1c/b en e

... en f.
@TS,
Tegenwoordig heb je leds die veel licht geven voor lage stroomkosten, dus de 1kΩ ledweerstanden (R3 en R8) zou ik flink hoger maken.
Omdat je met CMOS werkt (hoogohmige ingangen) zou ik C1, C2 en C3 minstens een factor 10 kleiner nemen. Dan hoef je ook geen electrolytische condensatoren met hun grote toleranties en lekstroom te gebruiken. De bijbehorende weerstanden (R2 en R9, R4 en R6, en P1) zou ik een factor 10 hoger kiezen zodat de gewenste RC-tijden blijven kloppen. Parallel schakelen van twee buffers is dan niet nodig. Het ziet er lelijk uit.
Uiteraard wel de ingang van de ongebruikte buffer naar Vcc of Gnd aansluiten.

Op vrijdag 10 juli 2026 18:08:16 schreef OPTOdesign:
Pulldowns zijn niet nodig ,,,

Daar kom je nog wel achter. Spijker je schakeling niet achter een wand die je direkt daarna ga behangen of stucen.

Op vrijdag 10 juli 2026 13:01:59 schreef OPTOdesign:

C3
Dit is opnieuw een appart vraagstuk. Gezien hier de ondergrens 'Negative switching threshold' 1,6V bedraagt. Hierdoor zal de frequentie in de praktijk hoger liggen dan berekend met deze simpele formule, maar hoe bereken ik het op de juiste manier? De frequentie moet van ca 0,2 tot ca 1Hz in te stellen zijn.

Niet!
Je pakt een 'willekeurige' C3 en meet de frequentie. Dan bereken je de gewenste waarde van C3 aan de hand van de gemeten frequentie en de waarde van C3 die je gebruikte in je meting.

[Bericht gewijzigd door ohm pi op vrijdag 10 juli 2026 22:41:17 (23%)]

Nu zie ik dat er er als er op de bel gedrukt wordt de opto C1 wil gaan onladen maar doordat de weerstanden beide 1k zijn blijft er Vcc/2 in C1 zitten.

Als je verschil wilt in het gedrag tussen op de bel drukken en het relais dan misschien iets met een diode rondom de drukknop en rel1 naar de zoemer?

[Bericht gewijzigd door benleentje op vrijdag 10 juli 2026 22:39:44 (34%)]

Bedankt voor het meedenken.

@ohm pi
Wat is het nut van pulldowns als er een condensator aan de ingang hangt die ofwel ontladen is, ofwel geladen? Die zorgt er naar mijn idee ook voor dat die ingang niet zweeft. En als deze nog een restante lading heeft van vorig gebruik, is dat ook niet erg. Het zijn schmitt triggers hè, dus geen grijze gebieden aan de ingangen.

Het tweede punt met je tip over de LED's en de componentwaardes: zoals het nu in het schema staat kan ik uit voorraad bouwen. Hier en daar kan er wel wat van afgeweken worden. Dus de componenten staan min of meer al vast en vanuit daar is dit ontwerp tot stand gekomen om het doel te dienen. De 1k weerstanden zijn prima voor de gebruikte LED's (THT, 5mm) en de overige weerstanden vormen samen met de condensatoren de kernvraag. Dus daar kunnen nog andere waarden uit voortkomen. Het parallel schakelen van de inverters heeft als functie C2 sneller te kunnen opladen.

@benleentje
Daarom wil ik voor R11 ook een lagere waarde (zie mijn vorige bericht). Misschien moet ik mijn schema op dit deel herzien (ik wil een verschil tussen SW1 en RE1-1 omdat het circuit zichzelf alleen mag resetten als het schuifregister alle stappen van Dip8 heeft doorlopen). Ik denk een oplossing te zien in de ingangen van IC1b en c te scheiden en b en c in te zetten als een NAND voor beide lijnen (en komt de condensator te vervallen).

Binnen de stippellijn is de bestaande schakeling waar ik niks aan wil wijzigen. Het betreft tevens wisselspanning, dus dat wordt een uitdaging met diodes.

Als de uitkomst een retourtje tekentafel is dat is dat prima. Ik had immers een foutje gemaakt, R11 is een lapmiddel die misschien niet de gewenste oplossing dient!

Op zaterdag 11 juli 2026 00:44:40 schreef OPTOdesign:
Bedankt voor het meedenken.

@ohm pi
Wat is het nut van pulldowns als er een condensator aan de ingang hangt die ofwel ontladen is, ofwel geladen? Die zorgt er naar mijn idee ook voor dat die ingang niet zweeft. En als deze nog een restante lading heeft van vorig gebruik, is dat ook niet erg. Het zijn schmitt triggers hè, dus geen grijze gebieden aan de ingangen.

Laten we de ingang van IC1f bekijken.
We gaan uit van de toestand dat alle uitgangen Q1 t/m Q8 0V of laag zijn.
De ingang van IC1f is dan ook laag en zijn bijbehorende uitgang is hoog.
Niks aan het handje, alles is goed.
Op enig moment wordt één van de flipflops Q1 t/m Q8 5V of hoog.
De ingang van IC1f wordt dan ook hoog en zijn bijbehorende uitgang wordt laag.
Niks aan het handje, alles is goed.
Op een (veel) later moment worden alle uitgangen Q1 t/m Q8 laag of 0V.
In tegenstelling tot wat je / ik verwacht blijft de ingang van IC1f hoog.
De parasitaire capaciteiten van alle sperrende diodes en parasitaire capaciteit van de ingang van IC1f kunnen zich niet ontladen.
Een pulldown-weerstand aan de ingang van IC1f lost dit op.

In tegenstelling tot wat je / ik verwacht blijft de ingang van IC1f hoog.
De parasitaire capaciteiten van alle sperrende diodes en parasitaire capaciteit van de ingang van IC1f kunnen zich niet ontladen.
Een pulldown-weerstand aan de ingang van IC1f lost dit op.

Er loopt een stroom van minimaal 0,1uA de ingang in. Hoelang zal een spanning veroorzaakt door jouw stelling boven de 0,4V blijven staan aan de ingang? Hebben we het dan over nano-, mili-, of seconden, minuten,...? Want dat doet er toe. Ik trek niet jouw theorie in twijfel. Zeker niet. Ik voeg normaal ALTIJD pullup/downs toe! Maar ik betwijfel wel wat het nut is in deze opzet.

Op vrijdag 10 juli 2026 18:08:16 schreef OPTOdesign:
Ik kom er op terug! Foutje gevonden door @rew er eerst uit halen.

Graag wil ik een schema update voorstellen:

De vraag luid: Hoe bereken ik C2 en C3?
C1 en C6 zijn nu te berekenen met de RC formule - al weet ik dat niet zeker. Wie kan me helpen er een heldere toelichting op te geven?

Voor C3 heb ik een LTspice simulatie gemaakt.
In 20 sec heb ik ca 22 pulsen. Nu zou je zelf de waarde van C3 (of P1) moeten kunnen uitrekenen.

Ik weet niet wat de functie van C2 is, dus ik weet ook niet of de waarde van 10u goed is.

Op zaterdag 11 juli 2026 14:18:21 schreef OPTOdesign:
[...]

Graag wil ik een schema update voorstellen:

100kΩ is een mooie waarde voor de pulldown-weerstanden. Ik zeur niet meer.

[Bericht gewijzigd door ohm pi op zaterdag 11 juli 2026 21:48:30 (52%)]

@ ohm pi

Hoewel VCC 6V is, is de blok maar 5V in amplitude.
Zie plaatje voor de dubbele omschrijving van de voedingspanning van de 74HC14.

Je komt ook vaak VDD en VSS tegen. Ik gebruik dan altijd een spanningsbron van 0V voor VSS maar VSS vervangen door 0 kan blijkbaar ook.

Het is LTspice. Ook zonder voedingsspanning doet de oscillator het.
Zal inderdaad wel door jouw plaatje komen.

[Bericht gewijzigd door ohm pi op zaterdag 11 juli 2026 23:44:45 (25%)]

C3 100u : ohm pi laat zien dat bij 10k 5v staptijd ongeveer 0,9s / 1,1Hz is.

C2 10u : condensator ontlaadt zich niet via een weerstand maar voornamelijk via max. lek van 0.1uA van de HC14. Van 4,4 V naar zeg 1,7 V duurt dan minimaal (4,4-1,7)/0,1uA * 10us=270s

Tenzij T1 eerder geleidt.

Let op dat je adapter wel 5V is.

Ik kan van het gebeuren rond de shiftregister geen soep maken.

Mocht het zo zijn dat het relais meerdere keren gaat klapperen dan is een bluscircuit over zijn contacten geen overbodige luxe.

D5, D7, verbinding D5-D7 en weerstand van 100k kunnen weg. Als IC1e reset doen de clockpulsen niet meer mee.

Ipv. 2 inverters voor de led is 1 ook genoeg, max 4mA . Met 2 14' in serie kun je ook een flipflop maken. Een weerstand van 47k van de 2e uitgang naar ingang van de eerste. Een extra weerstand van 1e uitgang naar 2e ingang en je kunt de boel resetten met een 1diode vanaf Q8 naar 2e ingang.

Q0 klopt iets niet aan , waarom 2,5V. Model niet goed?
Dat komt omdat label Q0 ook op uitgang Q7 zit.
Als je in simulatie iets geks tegenkomt komt hetvaak door verkeerd label gebruik of je bent de aarde vergeten.

Let op de factoren van de verschillende spannningen voor duidelijkheid.

2e plaatje label gecorrigeerd. Alles verloopt nu mooi achter elkaar.

[Bericht gewijzigd door Bart777 op zondag 12 juli 2026 05:17:13 (11%)]

Het geheel maar uitgebreid.

Weet niet wat precies de bedoeling is.

Q7 blijft 0 omdat Q6 de boel al reset. De flipflop rond U2 en U3 reset dan nooit. Wat de functie daarvan moet zijn is mij ook niet duidelijk.

C1 verplaatst anders detecteren we geen mooi bel signaal.
In het plaatje wordt bij t=10s opnieuw 1 sec op de bel gedrukt.

Zoals het nu is verwacht ik een oneindige belloop.
Iemand belt aan en na zeg 5s belt jou schakeling opnieuw waardoor het hele proces weer opnieuw begint.
De terugkoppeling via R9 zou dat moeten voorkomen echter alles wordt weer opnieuw gereset.
Je kunt beter aan de primaire kant een onderscheid aanbrengen dus niet relais zomaar parallel aan de belschakelaar.

Kan iemand in jip-en-janneketaal aan me uitleggen wat deze 'deurbelvertraging' moet doen?
In elk geval niét de deurbel vertragen: die reageert nog steeds onmiddellijk op de beldrukker.

Ik heb wel eens van een 'deurbelverlenger' gehoord: als mensen dan heel erg kort op de beldrukker drukken, dan zal de bel toch een minimale tijd rinkelen. Maar dan zou je juist niét een vertraging aan de ingang moeten hebben, omdat je daarmee de korte beldrukkers juist mist.

Dus... wat is het?

--
Om de vertragingstijd van een RC-lid te bepalen, moet je weten:
- wat is de beginspanning
- wat is de schakelspanning
- uit welke spanning wordt geladen/ontladen
- hoe groot is C en hoe groot is de effectieve R waardoor geladen/ontladen wordt

Is bijvoorbeeld de beginspanning 0, en de schakelspanning 63% van de laadspanning, dán is die tijd RC, maar dat is een speciaal geval.

Kan iemand in jip-en-janneketaal aan me uitleggen wat deze 'deurbelvertraging' moet doen? In elk geval niét de deurbel vertragen: die reageert nog steeds onmiddellijk op de beldrukker.

Elektuur heeft ooit eens een circuit van een simpele deurbelverkorter gepubliceerd. Was om al te opdringerige bellers wat te temperen: ongeacht hoe lang de belknop ingedrukt werd rinkelde de bel een vaste tijd (zeg, 1.5s). Als daarna de knop kort (of wat langer, ik meen een minuut) werd losgelaten en opnieuw ingedrukt, belde de deurbel niet.

Daarmee voorkom je dat mensen van wie het fatsoenskompas een grote deviatie vertoont al teveel hinder veroorzaken.

Was een simpel analoog circuit, heb het ook gebouwd en gebruikt op m'n vorige adres.

Ik vermoed dat het zoiets moet gaan worden?

@Frederick E. Terman Goed gezien, 'verlenger' moet het zijn! Bij deze aangepast.
@nonius: dat is het juist niet

Op vrijdag 10 juli 2026 13:01:59 schreef OPTOdesign:
In het kort is dit een deurbel vertrager verlenger met 'eigen karakter', instelbaar via dipswitch Dip8 1 t/m 7 en de stapfrequentie middels P1. De schakeling wordt parallel over de bestaande serieschakeling van schakelaar en bel aan trafo gezet. IC1a, C2 en T1 vormen een alternatieve flipflop. Het schuifregister wordt hier ingezet als decimale teller en scant zo de dipswitch en bepaald de pauze c.q. aantijd(en) van de bel nadat er is aangebeld en de buiten-drukschakelaar (SW1) is losgelaten.
Vcc = 5V uit een netadapter.

Daar aan toevoegende blijft de huidige belschakeling met een 6V trafo gewoon zitten. Mensen kunnen zo vaak en lang aanbellen als ze willen. Daarna volgt een éxtra belletje, afhankelijk van de instelling van de dipswitch. 1 t/m x zou een verlenging zijn en x+1 is een korte pauze gevolgd door een korte of herhalende 'tring', enz. Dip8 wordt slechts één keer gescand tenzij 's8' aan staat; bedoeld voor testdoeleinden zoals afregeling P1.

Gebruikersdoel: Huidige bel behouden (wij vinden de klank en sterkte erg goed) en in de tuin je eigen bel kunnen onderscheiden van de buren - die allemaal (vanaf de bouw) nog dezelfde bel hebben.

@Bart777

Op zondag 12 juli 2026 00:11:30 schreef Bart777:
C3 100u : ohm pi laat zien dat bij 10k 5v staptijd ongeveer 0,9s / 1,1Hz is.

C2 10u : condensator ontlaadt zich niet via een weerstand maar voornamelijk via max. lek van 0.1uA van de HC14. Van 4,4 V naar zeg 1,7 V duurt dan minimaal (4,4-1,7)/0,1uA * 10us=270s

Tenzij T1 eerder geleidt.

Thanks! Helder uitgelegd!
C2: Oké, die kan dan zo'n 0,5uF worden. Waarvoor dient 'x 10 micro seconden' in je formule?
Conclusie is dat C3 dus moeilijk te berekenen is en met een simulatie of even op bouwen op een breadboard noodzakelijk is. 100uF / 1Hz is precies de waarde die ik nodig heb.

D5, D7, verbinding D5-D7 en weerstand van 100k kunnen weg. Als IC1e reset doen de clockpulsen niet meer mee.

D5 voorkomt o.a. dat IC1a zichzelf via D4 kan beïnvloeden;
D6 voorkomt een hoog signaal van IC1b en c om de uitgang van IC1a;
D7 voorkomt dat C3 ingang IC1e hoog trekt.
Ze zijn dus allen noodzakelijk.

De 100k weerstand zorgt er voor dat de ingang van IC1e zich kan ontladen als C3 geladen is (en D7 spert) (zie voorgaande opmerking @ohm pi).

Ipv. 2 inverters voor de led is 1 ook genoeg, max 4mA . Met 2 14' in serie kun je ook een flipflop maken. (...)

Niet alleen LED LD1 wordt gevoed, ook C2 wordt opgeladen door IC1b en c.

Een flipflop met twee inverters is interessant en zou een 'schoner' alternatief zijn. Dat valt te overwegen.

De terugkoppeling via R9 zou dat moeten voorkomen echter alles wordt weer opnieuw gereset.
Je kunt beter aan de primaire kant een onderscheid aanbrengen dus niet relais zomaar parallel aan de belschakelaar.

Klopt. Maar ik wil de bestaande situatie niet aanpassen. Vandaar dat ik gezocht heb naar een alternatie oplossing.

Op zondag 12 juli 2026 13:18:33 schreef OPTOdesign:
@Bart777
(...)
Een flipflop met twee inverters is interessant en zou een 'schoner' alternatief zijn. Dat valt te overwegen.

Het wordt steeds mooier

@OPTOdesign,

En nu je eigen ontwerp in LTspice gooien.
Ik kan het, dus jij kan het ook.
En anders al of niet op een breadboard in het echie bouwen.

[Bericht gewijzigd door ohm pi op zondag 12 juli 2026 19:56:50 (25%)]