Netwerk & impedantie analyser, DIY meet setup & test fixtures

Ha benleentje,

M'n email zou gewoon moeten werken... maar bedankt voor de tip!
Helaas blijken die B versies de 75Ω uitvoeringen te zijn...
De enige 50Ω splitter is al gereserveerd. Niet zo erg, bovenstaand geeft aan dat ik daar inmiddels in voorzien ben
Maar een 50Ω brug zou zeer welkom geweest zijn...

groet, Gertjan.

De tip van Benleentje was bij nader inzien toch prima, dus dank!

Ik bedacht dat die 75Ω bruggen eigenlijk geheel 50Ω zijn, (aansluitingen naar analyser, splitter, verzwakker), en alleen de weerstanden in de coupler, en uitgangspoort zijn 75Ω...
Dus als je die uitgangsconnector en 2 weerstanden in de coupler kunt aanpassen, dan ben je in business .

Verder zijn dus de meeste accessoires in de HP 35676 kit ook 50Ω. Zoals o.a. 2 mooie N male-male koppelbussen met lucht isolatie, ideaal om m'n "brug van Henk" aan de analyser te koppelen.

Plan is om die HP 35676 om te bouwen naar 50Ω, door de weerstanden van de brug aan te passen, en de 75Ω TEST connector te vervangen door een connector uit een meegekregen HP 11850D 50Ω -> 75Ω power splitter.
Wel blijkt de afstand tussen de R en A connectors bij deze brug weer net een halve cm meer te zijn dan bij mijn analyser. So much for HP standaardisatie . Maar goed, met een paar korte N kabeltje blijkt het even goed te werken.
En zo kan ik nu alvast meten zonder nagelbijtend op electron920 te wachten

Zo ook 2 transmissie/reflectie testsets meegenomen: HP 85044B en HP8502B. Zelfde verhaal, ook hier aansluitingen naar analyser, ingebouwde splitter en (mooie!) stappenverzwakker zijn gewoon 50Ω, en alleen de coupler en uitgangspoort 75Ω...
Ik wil van deze 2 èèn 50Ω set maken, weerstanden van de brug vervangen, en een 50Ω N connector van de andere lenen voor de TEST poort. Op het schema lijkt dat simpel, in het inwendige kijkend is het lastiger....

Ook zat er bij die HP 35676 kit een 75Ω naar 50Ω aanpassing (minimal loss pad). Met dat minimal loss pad kan ik die 75Ω TEST poorten dus gewoon als 50 Ω gebruiken. Wel geeft het minimal loss pad natuurlijk 5,7 dB verzwakking. Maar hoe erg dat in de praktijk is wil ik wel uitproberen. Als je S11 (reflectie) meet, dan ben je dus zelfs 11,4dB kwijt (heen en terug), maar na calibratie merk je daar niets meer van .
Met 50Ω load geeft de analyser nog steeds vrolijk 50...60dB verzwakking. (en normaal 0dB voor OPEN of SHORT)

Ik ga dus niet te snel verbouwen & slopen. Eerst nog veel te testen en uit te zoeken . Ben ook benieuwd wat electron920 hier van vindt, en wellicht nog ideeën heeft...

groet, Gertjan.

Ik zou inderdaad niet gaan slopen.
Een van mijn oude HP's heeft een 75Ω uitgang. Een adapter van 75 naar 50Ω in een kastje met een female en een male connector is snel gemaakt.

René,
Het sleutelwoord is hier niet "slopen", maar "modificeren" .
Maar hoewel dat modificeren naar 50Ω de achterliggende gedachte was bij aanschaf, wil ik nu dus inderdaad eerst gebruik "as-is", met 75Ω->50Ω proberen.

In het HP 35676 koffertje zat ook een 11852B minimal loss pad, en verder had ik al een Wandel &Goltermann BNC 75/50Ω minimal loss setje.

Met deze spullen ben ik nu aan het meten. En vooralsnog gaat dat eigenlijk prima .
In eerste instantie lijkt het zorgelijk dat je 2x 5,7dB kwijt raakt, maar in de praktijk valt dat mee.
Als ik bedenk dat de 4395A generator max +15dBm levert, en z'n dynamisch bereik zo'n 90...110dB is, en dat afzet tegen de VNWA, met z'n generator output van -17dBm, en een dynamisch bereik van 70...90dB. Met die VNWA kan ik ook vrij probleemloos meten, dus dan lijkt het minder een punt om wat van de extra dynamiek van de 4395A op te geven.

groet, Gertjan.

Ha heer miedema,

Ik kan weer een stukje verder tot eind deze maand dan zit ik weer 2 maanden onder de pannen.
Nauw ik moet zeggen veel gebeurt in de tussen tijd leuke spullen er bij.
Met de hp3676b ben je eigenlijk al klaar tenminste van af 300kHz tot zo ver de network analyzer reikt.
Als het om componenten meten gaat maakt het niet uit of je nu 50 of 75Ω op je test poort ben je analyzer ziet altijd 50Ω en dat je een elco tegenkom van 50 of 75 Ω lijkt onwaarschijnlijk
Dus ombouwen is absoluut niet nodig en misschien kan je de analyzer vertellen dat je testpoort 75 Ω is dan rekent hij zelf om.
Zelfs polair op de Smith kaart kan je 75 Ω op een 50 Ω systeem gebruiken alleen ligt het optimum verschoven.
Het enige probleem is mechanisch de connector afmetingen.
Anders is het indien je een 2 poort meten wil je ontvanger is 50 Ω deze zou je 75 Ω systeem te veel belasten.
Voor wat de HP85044b betreft die bouw je volgens mij zomaar niet om als ik mij goed herinner.
Ik weet niet of je hem al open gemaakt heb? maar dit is een knap stukje werk dit maken ze vandaag de dag niet meer op die manier.
Maar ook deze begint van af 300kHz tot 2GHz.
Ik ga eerst mechanisch verder dit is het belangrijkste en het moeilijkste folie heb ik binnen ook de tap.
Mijn idee om op de achtergrond mee te bouwen omhelst twee zaken een mechanisch concept neerzetten wat gemakkelijker bereikbaar is.
Voor de meeste bouwers is het te kostbaar om steeds weer een ander behuizing te laten frezen.
En als tweede een reflectiebrug welke van af 5Hz begint dat HP dit in die tijd niet heeft ontwikkeld is 1 de complexiteit en 2 het zijn wel hele andere disciplines LF en RF dus is de markt is klein.
In de bruggen van af 300kHz maakt HP gebruik van een OEM trafo de brug vanaf 100kHz zit een eigen ontwikkelde trafo in en ik kan zeggen dit heeft heel veel voet in aarde gehad.
Ik zou die HP85044b heel laten dit is echt heel zonden om te modificeren en nergens voor nodig.

Groet Henk.

Ha Henk,

Welkom thuis

Die 35676B is gebaseerd op een weerstandsbrug, net als de brug waar je mee bezig bent. Dit is een voorganger, gespect van 5Hz tot 200MHz. Opgebouwd met trough hole componenten. Meer info over deze brug, met schema, onderaan deze post: https://www.circuitsonline.net/forum/view/message/1878768#1878768

De 85044B en 8502B zijn inderdaad klassieke bruggen met trafo/coupler. De modernere 85044B is gespect vanaf 300kHz, maar blijkt bruikbaar vanaf 100kHz, en de 8502B is gespect vanaf 500kHz, en dat klopt ook
Die 100kHz ondergrens blijkt in mijn gebruik al snel een probleem. Een indicatie dat we met onze weerstandsbrug (bruikbaar vanaf 10Hz) op de goede weg zitten

Meten met een 75Ω systeem (of 50Ω, na 75Ω->50Ω pad op de TEST port) blijkt prima te gaan voor frequentie & fase curven en VSWR. Maar voor impedantie meten ga je de 2x 5,7dB verliezen wel voelen. Zowel aan boven- als onderkant raak je 10dB meetbereik kwijt. Vooral aan de onderkant is dat jammer. De meetgrens komt op ong. 0,1Ω, en daar kom je wel (ferrieten, dip van C's)

Vooralsnog heb ik voor tranmissie metingen op de B poort ook een 75Ω->50Ω pad gebruikt. De calibratie trekt de boel dan weer recht. Ik moet inderdaad kijken of de 4395A zelf kan omrekenen naar 75Ω. M'n Rigol SA kan dat inderdaad wel. (maar is dan vooral interessant om de SA weer een correcte dBm schaal te geven)

Inderdaad heb ik de 85044B open gehad. Juweeltje van RF kunst! Vandaar ook m'n eerdere opmerking dat modificeren met een blik op het schema eenvoudig lijkt: paar weerstanden aanpassen, TEST connector verwisselen voor 50Ω versie. Maar met een blik op het inwendige lijkt modificatie een stuk lastiger.... Details als breedte van traces etc. Ga ik dus voorlopig niet doen & eerst gewoon als 75Ω sets gebruiken.

Wel een nachtmerrie om 50Ω en 75Ω N connectors naast elkaar te gebruiken (1x een dikke middenpen van een 50Ω N in een 75Ω gat, en die 75Ω connector is verloren....)

Je schrijft:

Mijn idee om op de achtergrond mee te bouwen

Maar eigenlijk is het voor alsnog meer zo dat jij ontwerpt, en bouwt, en ik eigenlijk zit af te wachten tot er wat na te bouwen valt

een reflectiebrug welke van af 5Hz begint dat HP dit in die tijd niet heeft ontwikkeld

HP heeft hiervoor toch de 87512A? Precies de brug die we aan het nabouwen zijn.....

groet, Gertjan.

Gertjan, het probleem met 50Ω en 75Ω connectoren is ook bij BNC het geval.
Twee mogelijke oplossingen:
Elke 75Ω duidelijk markeren. Bijvoorbeeld met rode verf.
Geen 75Ω connectoren gebruiken.

Ha heer miedema,

De HP35676a/b zijn inderdaad de weerstand bruggen tot 200MHz maar wij willen van 5Hz tot 2GHz dat is een wezenlijk verschil met in eerste orde tot 500MHz maar toch.
Dit betekend dat er drie bruggen in een zitten wat hetgeen zeer complex maakt.
Het eerste transmissie pad loopt van DC tot zeg 300kHz.
De tweede van 300kHz tot 300MHz.
En de derde van 300MHz tot 2GHz.
Alle frequenties zijn overlappend en ongeveer tijdens het ontwerp komt dit van zelf naar boven.
Korte uitleg is hier op zijn plaats voor het LF pad hebben we alleen met de reële weerstand te maken hier is belangrijk de materiaal keuze aluminium koper brons enz.
Tijdens het ontwerp moeten we rekening houden met de eigenschappen van deze materialen.
Ook de keuze van de weerstanden zullen hierop aangepast worden in de praktijk zal de weerstand altijd lager zijn zodat de combinatie op 50 Ω dan wel 75 Ω uitkomt.
Voor het middengebied zullen we van van reële componenten moeten uitgaan de frequentie is dusdanig laag dat een transmissie lijn (TEM10) mode niet bereikt wordt het hoge bereik maakt wel gebruik van een open golfgeleider alleen is het nooit mogelijk met welke vorm van striplijn de TEM10 mode te bereiken alle programma's gaan hier mank
Veel werk zit hem in de combinatie, alle geschetste transmissie paden staan in cascade het kost veel tijd om een bruikbaar model te ontwikkelen en de try error methode is absoluut geen alternatief te veel onbekende parameters.
Dan de behuizing om een modulaire behuizing te ontwikkelen een die je op maat kan zagen en volgens instructie naar wens an aanpassen is ook niet echt simpel maar moet te doen zijn tot 4GHz.
Voor wat de connectoren betreft ik hou voorlopig de steek van je analyzer aan met standaard N-connectors maar eigenlijk zijn de connectors met lange hals beter voor de aanpassing.

Voor de impedantie meting 1 poort maakt het niet uit of je test poort 50 Ω of 75 Ω is ik zou bijna willen zeggen hoe hoger hoe beter als je componenten met een redelijke Q wilt meten.
Dus je kunt al metingen uitvoeren alleen een bevestiging voor de componenten komt er nog bij.

Mijn aanpak is eerst eens naar de behuizing kijken omdat dit al gaat spelen rond de 200MHz hier gaat het aard pad al een significante rol in de impedantie spelen.
Parallel ben ik een model aan het schrijven voor de brug zoals ik al heb verteld heb ik ferriet materiaal voor het midden gebied eind december ontvangen.
Eens kijken waar we uitkomen maar zoals ik al schetst is dit iets meer werk als 1 maand en ook hier is de hobby tijd beperkt

Groet Henk.

Ha electron920,

Ik begrijp deze opmerking niet zo goed:

maar wij willen van 5Hz tot 2GHz dat is een wezenlijk verschil met in eerste orde tot 500MHz maar toch.
Dit betekend dat er drie bruggen in een zitten wat hetgeen zeer complex maakt.

Wij maken toch een kloon van de HP 87512A, een weerstandsbrug die op zich zelf een frequentie bereik van DC tot 2GHz heeft? Zoals ook te zien is op foto en schema in deze post: https://www.circuitsonline.net/forum/view/message/1878767#1878767

Overigens blijkt z'n voorganger, m'n 35676B ook al recht van 10Hz....500MHz, en kennelijk is dat met SMD op te rekken naar 2GHz

Of heb je het over die opgesplitste banden in verband met U/I impedantie meten?

Inderdaad kun je voor 1 poort impedantie metingen (reflectie) gewoon op 75Ω doen. Maar in de testkit zit ook een impedantie aanpassing voor de TEST poort, en daar ga dan dus 2x door heen. (die staat ingetekend op het schema van de 8502B. De manuals van de 8502A en 8502B zijn interessant omdat daar van beide een schema in staat, zodat ze te vergelijken zijn.)

@rbeckers
Zover ik begrepen heb zijn bij BNC de 50Ω en 75Ω versies zodanig ontwikkeld dat ze mechanisch compatibel zijn, en er niks stuk gaat bij kruisgebruik. Dat is bij N heel anders....

Ik dacht dat 75Ω BNC een dikkere pen had.

M.b.t. behuizing.
Aangezien Aluminium veel gemakkelijker te bewerken is dan koper of brons lijkt de keuze eenvoudig.

50 Ohm zou de dikkere pen moeten hebben, en 75 Ohm de dunnere.
Maar ik weet niet beter dan dat dat op BNC niet uitmaakt en men dat gelijk heeft gehouden omdat waarschijnlijk de impedantiesprong te klein was.
Op N en groter is er wel degelijk verschil.

Gertjan heeft m.b.t. BNC gelijk.

Ha Jinny,

Je heb gelijk als je stelt dat er een wezenlijk verschil zit tussen de uitvoering van de twee type connectors.
De 50 Ω N-connector heeft geen isolatie om de kern is dus omringt door lucht hier is niet mee te spelen.
Het type BNC heeft in de 50 Ω uitvoering een diëlektricum deze heeft invloed op de impedantie door deze te vervangen voor lucht kunnen we wel met de impedantie spelen
De berekening gaat als volgt:

Zo=138log10((Dd/Dc).(1/√Er) )

Hierin is Dd de diameter over het diëlektricum en Dc de diameter van de conductor de binnen geleider Er is de diëlektrische constante.
Door nu het diëlektricum te vervangen door lucht dus de Er te wijzigen loopt de impedantie op naar 75 Ω hierdoor kan zowel de buiten diameter als de diameter van de binnen pen het zelfde blijven.

Dus is het gemakkelijk te herkennen een BNC zonder isolatie van binnen is waarschijnlijk 75 Ω maar ook 93 Ω komt voor met name in de telecom.

Groet Henk.

Henk, ik kon de berekening...
Heb die berekeningen ooit gevoerd om zg 'stackpijpen' te berekenen, en te bouwen.
Je hebt gelijk wat de BNC aangaat, de isolatie on de middenpen.
Dat was het verschil.
Dat was ik ff kwijt.

Maw, een 50 Ohm en 75 Ohm kan je mechanisch zondermeer door elkaar gebruiken.
En bij nonkritische toepassingen is de impedantiesprong ook van geen belang.

Over de verschillen tussen 50Ω en 75Ω BNC zijn fora volgeschreven, compleet met stammenoorlogen...
Misschien moeten we die zijstraat hier maar laten rusten

groet, Gertjan.

Ha heer miedema,

Ik heb even moeten schakelen maar ik heb het wel over een gelijke opzet als de Yokogawa Hewlett Packard de YHP87512a/b voor de duidelijkheid een Wheatstone brug met ongelijke spanningsdeler.
Maar om deze brug voor RF geschikt te maken komt er nog wel het een en ander voor kijken
Dat zie je misschien niet zo aan het printje maar de lengte van de transmissie lijntjes geven voor laag net dat kleine beetje weerstand om af te stemmen richting Zo de positie van de weerstanden in samen werking met de capaciteit naar aarde.
Maar ook het punt waar je componenten aan aarde leg betekend heel vaak een inductie in serie.
Om die reden is de behuizing de verbindingen tussen de connectoren en de bevestiging van print naar behuizing zo belangrijk heel veel ontwerpers heb ik print na print zien wijzigen ten einde raad alleen omdat de behuizing niet in orde was
Zoals ik al eerder opmerkte is het beter de zeg maar ongewenste componenten te laten mee werken in breedband schakelingen kan je niet compenseren.
Dit in tegenstelling tot smalband hier kan je d.m.v. een laagdoorlaat filter de impedantie gunstig beïnvloeden.
Met andere woorden de componenten tellen of klonen in RF techniek gaat zelden goed beter is om je eigen plan te trekken.

Voor wat de BNC connectoren betreft daar valt niet veel meer over te vertellen in het algemeen is een connector elektrisch niets meer als je coax kabel alleen open gewerkt

Groet Henk.

In de praktijk gebruik in nu mijn Agilent 4395A analyser met de eerder (dankzij Ben Leentje) aangeschafte 75Ω bruggen.
Dat blijkt, ook in de 50Ω wereld, verrassend goed te gaan!
ik gebruik dan "minimal loss pads" voor de aanpassing van 75Ω naar 50Ω. Zo'n pad geeft een extra verzwakking van 5,7dB, maar dankzij het ruime dynamisch bereik van de analyser is dat zelden een probleem

Daarbij gebruik ik in de praktijk eigenlijk altijd de weerstandsbrug 35676B. Het was (en is!) dus een goed idee om een 50Ω versie (=87512A) van een weerstandsbrug te bouwen!

Verder heb ik de 75Ω op een direct coupler gebaseerde bruggen 85044B, en 8502B, maar gebruik ze nauwelijks. Nadeel is dat ze pas bij resp. 300kHz en 500kHz beginnen...

Op het moment ben ik een 10Mz sinus -> blokvormer aan het ontwerpen. Hij werkt prima van 100kHz tot 50MHz.
Vandaag heb ik met m'n 35676B weerstandbrug, samen met de 11852B 75->50Ω minimal loss pad, de Return Loss en SWR van de in- en uitgang gemeten en geoptimaliseerd.

De meetopstelling ziet er dan zo uit:

Omdat de steek van de brug net anders is dan van de analyser (waarom toch HP?) maak ik de verbindingen met korte N kabels. Op de 75Ω testport van de brug zit het 75->50Ω minimal loss pad.
Ik heb gekalibreerd op de 50Ω uitgang van het minimal loss pad. Daardoor wordt het verlies in dat pad meteen weggekalibreerd. Ik gebruikte zeer eenvoudige standaarden, ze liggen er nog bij op de foto. Voor deze relatief lage frequenties blijken ze goed genoeg. (ook omdat de fase info hier niet nodig is)

Dit is het meetresultaat van de Agilent:

^{klik op grafiek voor grotere versie}

In groen de curve van de Return Loss, in geel de curve van de SWR (Standing Wave Ratio).
Die Return Loss gaat hier in het laag omhoog door een ingangs C, en in het hoog door een ingangstrafo daarachter, maar dat doet er hier niet toe, het gaat er om dat deze 50Ω metingen prima lukken met een 75Ω brug .

Dezelfde meting heb ik ook gedaan met mijn Rigol DSA815 analyser. Hier gebruikte ik een Mini-Circuits ZFDC-20-5+ coupler.

Het Rigol resultaat ziet er zo uit:

De getallen vergelijkend zitten de 2 metingen erg dicht bij elkaar!
De Rigol geeft de SWR alleen als extra uitgerekend getalletje, de Agilent tekent gewoon de curve.

Later heb ik op de Rigol de meting herhaald met een andere Mini-Circuits coupler (ZFDC-20-3+), en die gaf een curve die nog sterker op de Agilent lijkt (met die wat scherpere dip rond 1,5MHz, maar getalsmatig zijn de verschillen klein)

Deze meting is een goed voorbeeld dat 75Ω bruggen (met 75->50Ω pad) uitstekend bruikbaar zijn. In elk geval voor 1-poorts metingen, zoals hier. 2-poortsmetingen (frequentie en fase karakteristieken, impedantie metingen) gaan al prima zonder brug. Mijn Owen splitter volstaat dan.

Bedenk hierbij dat 75Ω bruggen voor een habbekrats te koop zijn, en de 50Ω bruggen zelden te koop, en dan flink aan de prijs zijn...

groet, Gertjan.

Ook andere 75Ω apparatuur id vaak goedkoper dan de 50Ω versie. Soms zijn er verschillen tussen de versies.

DIY female BNC Calkit voor VNA

Ik heb zelf een BNC female Calibration Kit gemaakt. Dit omdat ik regelmatig aan BNC (in-en uitgangen) wil meten. b.v. bepalen van Return Loss.
Gebruik ik dan m'n SMA Calkit, dan heb je verloopjes nodig, waardoor de nauwkeurigheid van de calibratie verwatert. Natuurlijk heb ik die verloopjes geprobeerd (met de schuifmaat) te meten, om de extra looptijd te bepalen. Dat lukte maar matig.... Je kunt de lengten niet goed bepalen, en die lengte is deels in lucht, en deels in Teflon, en is dat eigenlijk wel Teflon etc.

Veel handiger om een Calkit te hebben met meteen de juiste connector en gender .
Aangezien ik ze vooral voor relatief lage frequenties wil gebruiken (zeg tot 100 à 200MHz) is het wat minder kritisch.....

Een probleem van BNC is dat de reproduceerbaarheid van een connectie minder goed is. Vandaar dat er bij VNA's vooral met N en SMA connectoren wordt gewerkt, die stabielere verbindingen geven.
Ik begon dus met het zoeken van zo goed mogelijk gespecificeerde BNC print chassisdelen, en vond mooie, en vooral uitgebreid gespecificeerde, tot 4GHz gespecte, Radial chassisdelen (datasheet).

Hier heb ik een OSL (Open, Short en Load) Calkit van gemaakt:

Voor de Open heb ik de middenpen helemaal ingekort.
Voor de Short heb ik een klein koperen plaatje, met gaatje waar de middenpin doorheen past over de achterkant van de BNC gesoldeerd.
En voor de 50Ω Load heb ik 2 thickfilm SMD weerstandjes van middenpin naar massa gesoldeerd. Met deze weerstandjes had ik al eerder goede HF ervaringen met het maken van 50Ω splitters. Ik koos voor 2 weerstanden, omdat uit tests van anderen bleek dat dit het beste compromis was van het parallel zetten van weerstanden om de zelfinductie te verminderen, terwijl bij meer weerstanden de parasitaire capaciteit weer toenam.

Ik heb m'n best gedaan om mechanisch de standaarden zo veel mogelijk in het zelfde vlak te krijgen, zodat ook zonder een standaard definitie (parameter tabel) in de VNA in te geven de Calkit zo bruikbaar mogelijk is.

Meer in 1 vlak als dit kan ik het niet krijgen....

Nadat ik dit setje zo een tijdje tot tevredenheid heb gebruikt wilde ik ze beter afwerken. De weerstanden achterop de Load zijn open en bloot kwetsbaar, en de Open moet perfect schoon blijven. Wat afscherming rond de standaarden kan ook geen kwaad...

Na zoeken vond ik roodkoperen koppelingen voor 12mm pijp. Daar heb ik hulsjes van gemaakt, en op de BNC's gesoldeerd:

Na de busjes gesoldeerd te hebben zaten er fluxresten aan de binnenkant. Dus heb ik de binnenkant meerdere keren schoongemaakt met IPA. Gewoon het busje halfvol gieten, en dan borstelen met een kwastje.

Een blik in de diepte naar de 50Ω load op de bodem van het busje:

Daarna de busjes geverfd met Hammerite hamerslag lak.
Passende 14mm afsluitdopjes vond ik bij de Metaalmarkt.

Tot slot plakletters achterop om de Open, Short en Load uit elkaar te kunnen houden.

Ook zonder een standard definition (parameter tabel) in de VNA in te geven werkt het al behoorlijk goed. Natuurlijk ga ik wel proberen deze Calkit zo goed mogelijk te karakteriseren om de nauwkeurigheid te verbeteren.

En als iemand een VNA met geijkte Calkit heeft, en de parameters van deze BNC Calkit wil meten hou ik me natuurlijk ten zeerste aanbevolen .

groet, Gertjan.

Ha heer miedema,

Mooi gedaan en voor het frequentie gebied zeker te gebruiken.
Je kan nog overwegen om voor de Zo 4 weerstanden van 200Ω te gebruiken.
Door deze weerstanden in een kruis te monteren wordt de lengte van de massa baan verkleind hierdoor is de inductie naar massa kleiner.
Verder is het belangrijk dat het lichaam van de weerstand niet over het massavlak komt.
Ik gebruik hiervoor schijf weerstanden maar dat is voor heel hoog >18GHz.
Verder kan je ook film weerstanden gebruiken Van bv KDI dat zijn veelal witte blokjes op een koelplaatje tot 4GHz.
Voor de short is misschien het massaplaatje aan de dunne kant.
In ieder geval weer een tool er bij

Groet Henk.

Gertjan, inderdaad mooi. Vooral de kleur van de plakletters past goed bij dat grijs.

Ik verwacht dat voor BNC deze calkit bijna perfect is.

Zeer mooi gedaan!
Je kan de weerstanden eventueel op hun kop solderen. Dit heeft een iets lager zelf inductie.

Ha Electron920,

Dank voor de tips. Ik blijf leren

Mijn foto's terugziend zie ik dat ik die weerstanden nog net iets beter had kunnen doen. Tenslotte had ik al van m'n Owen splitter geleerd dat de extra capaciteit tussen weerstand en massavlak uitmaakt Gelukkig was het daar erger, en had pas invloed boven 1GHz, dus kan het hier nog net...

ik was bij het maken van de diverse splitters/dividers eigenlijk prettig verrast hoe goed gewone SMD weerstandjes nog werken tot (voor mij) hoge frequenties (1,5GHz).

Op de website waar ik naar linkte (deze link dus) heeft IN3OTD geëxperimenteerd met 2,3, of 4 weerstanden voor een SMD load. Het leuke is dat de Return loss metingen er bij staan. 2 weerstanden kwam als optimaal uit de bus (optimaal tot 100MHz, 4 weerstanden maar tot 40MHz)

Waarom is het massaplaatje aan de dunne kant? Ik dacht dat alleen het oppervlak gebruikt werd (skineffect).
Evenueel kan ik daar van bovenaf nog een laag soldeer over laten vloeien.

@ rbeckers
Dank voor het oog voor de esthetische kant
Een labeltje op de zijkant, met wat meer info over de standaard er op, had ik beter gevonden. Maar dat ging niet zo goed door het hamerslag effect. Dat had ik dan weer juist gekozen omdat het de imperfecties van het solderen zo mooi maskeert...

Helemaal perfect is deze Calkit natuurlijk nog niet. Zo is de Open te lang, omdat die elektrisch verlengd wordt door de fringing capacitance. Dus ik ben me er terdege van bewust dat optimaliseren door een zo goed mogelijke calibration standard definition van belang is....

@ Kidri
Weerstanden op z'n kop solderen??
Of bedoel je mischien op z'n smalle kant... Dat lijkt een goed idee i.v.m. lagere capaciteit t.o.v. het massavlak.

groet, Gertjan.

@Gert Jan
Ik bedoelde ondersteboven ZE solderen. Zoals op deze link (http://hforsten.com/improved-homemade-vna.html) gedaan is. Hiermee verlaag je de parasitaire elementen naar de omgeving toe. Je film weerstand heeft een kleiner afstand naar het massa vlak toen.

Daarnaast heeft deze blogger enkele interessante projecten staand die zeker de moeite waard zijn om er eens door te gaan.

Ha Kidri,

Dank voor de link. Nu snap ik wat je bedoelt

Dit is wat de auteur schrijft: "The resistive element is on top side of the resistor and by mounting it upside down it is closer to the PCB ground plane lowering its inductance"
Ik geloof niet dat dat dat bij mij van toepassing is. Er zit geen groundplane onder de weerstand in m'n BNC connector...

Wel een interessante link trouwens! Daar ga ik op mijn gemak eens verder lezen.

groet, Gertjan.