Op maandag 6 april 2026 23:15:05 schreef Bobosje:
Gelijkrichten met 1 diode zal de trafo doen opwarmen en zal meer gaan brommen.
Ik ben meer een voorstander van dubbelzijdig gelijkrichten.
In deze situatie kan je tussen de gelijkrichter en 723 een afvlakelco, serieweerstand en nog een afvlakelco plaatsen. Dan heb je in ieder geval een mooie ruwe afvlakking. De weerstand kies je zo hoog dat je bij de maximale belastingstroom en -spanning nog net voldoende spanning over de 723 hebt.
Eric21
Golden Member
Ja, helemaal gelijk. Dubbelzijdig gelijkrichten blijf ik toepassen.
Maar.... ik heb de trafo (ringkern) eens uit de plastic band gewikkeld en ik kon vrij eenvoudig de trafo afwikkelen. Ik heb nu ruim 12V wissel secundair (10A) en gelijkgericht dus ca. 18V gelijk. Omdat de trafo fors kan leveren en ik max. 4A wil verbruiken en dan moet de stroombegrenzing echt z'n werk gaan doen.. zal ik met dubbelzijdig gelijkrichten en 4x 2200uF daarachter niet in de problemen komen. Proefschakeling laat dat ook zien. Ik heb even vast ingesteld 12V stabilisatie 4A laten lopen, dat gaat goed. Torren worden op koelblok warm maar na een minuut kon ik alles nog gewoon vasthouden, geen probleem. De twee PNP torren zijn TE1255 (ik kan daar geen info over vinden). Ze komen uit een forse 24Vdc naar 12V dc converter. ooit gebruikt met de Teletron Mobilofoons.
Dus de dissipatie zal nu het issue niet meer worden.
Nu de schakeling. Wat ik niet goed uit de datasheet kan halen (of ik snap het niet), maar als de stroombegrenzing van de 723 z'n werk gaat doen is er toch geen foldback? M.a.w. bij kortsluiten zal er dus 4A blijven lopen?
Ik denk zelf dat bovenstaande schakeling het moet gaan doen, dus ik ga 'm maar eens bouwen. Hopelijk zitten er geen foutjes in het schema. Ik kom later nog (van het weekend) met compleet schema waarbij ook de stroom en spanningsuitlezing onderdeel zijn.
Bij voedingen is CV en CC mode meest gangbaar.
In geval van kortsluiting aan de uitgang treed CC mode in werking.
Verder is CC mode handig bij het laden van loodzuur (auto) accu's.
De 723 heeft minimaal 9,5 v nodig, max. 8,5 op de +-ingangen verbruikt slechts een paar mA in rust.
De stroombegrenzing is dominant tov. interne opamp dus gaat stroombeperking voor spanningsregeling.
Bij toenemende belasting zal de uitgangsspannig dus afnemen met een constante stroom.
Minimale +-ingangsspanning is niet gegeven maar ik schat dat die minstens 1,5 V moet zijn.
Bij jouw ontwerp is die 1,8 V, best krap.
Ik heb geen enkele ervaring met de 723.
De TE1255 kan ik niet vinden, misschien dat het NTE1255 geweest is, maar dat is een IC.
Ik hou het op de 2sb1255. Je zou kunnen meten of het een darlington is.
[Bericht gewijzigd door Bart777 op (13%)]
Op woensdag 8 april 2026 22:06:40 schreef Eric21:
Nu de schakeling. Wat ik niet goed uit de datasheet kan halen (of ik snap het niet), maar als de stroombegrenzing van de 723 z'n werk gaat doen is er toch geen foldback? M.a.w. bij kortsluiten zal er dus 4A blijven lopen?
Jouw schema gebruikt geen foldback.
Voor foldback moet je uitgaan van fig. 6 op blz. 8 in deze datasheet. De formules staan in Table 2 op blz. 5.
De PNP's moet je daar dan zelf nog weer tussen knutselen. 
blackdog
Golden Member
Ik heb in de provincie nog / een ongebruikte tante / haar leven is meimorgenmist / zij heeft naar alle kanten / uitzicht op bijna niets... (Koos Schuur)
Hi,
Ik heb wat getekend met 2x een Power Darlington en 12V output.
De uitgang stroom is net geen 3-Ampere, dat is omdat daarvoor de 0,22Ω net te hoog is.
Omdat werd aangegeven dat 3-Ampere of meer niet nodig is, heb ik het zo gelaten.
.
Uitgangspunt was 12V max 3-Ampere voeding met een uA723 en Current Feedback systeem.
Voor de afvlak condensator kies rond de 10.000µF om de rimpel laag te houden.
De uA723 wordt ook direct uit de afgevlakte spanning gevoed en de rimpel onderdrukking is niet super goed.
De +V spanning voor de uA723 wordt nog een beetje schoner gemaakt met R3 en C3 welke ongeveer 20dB demping geven bij 100Hz.
R1 en R2 zijn beide 10K en delen de Referentie spanning door twee en deze wordt extra afgevlakt door C2.
R4 van 330Ω is berekend voor de twee Darlington basis stromen, deze Darlington hebben 8000 to 15.000 als hFE
R10 en R14 in serie met de Emittors van de Darlingtons maakt de hFE verschillen en de verschillen in de BE spanning van de Darlingtons klein,
zodat beide Darlingtons ongeveer even veel werk doen.
Beide Darlingtons hebben een 10Ω basis weerstand, deze weerstand met direct aan de basis aansluiting gesoldeerd worden.
Deze twee 10Ω weerstanden houden de Darlingtons genereer vrij.
R7 en R8 zijn de “Current Feedback” weerstanden, ik heb het niet uitgerekend, mogen jullie doen. 
Waar ik ook op heb gelet en dat is redelijk belangrijk, dat zijn de impedantie van de + en de - ingangen van de uA723,
De vervangende impedantie van R1 en R2 is R1 parallel en dat is 5K, voor de -ingang is het R5 parallel met de serie schakeling R9 en de trimpot R12.
Wat dan ook weer rond de 5K is, dit zorgt er voor dat de bias stromen van de ingangen zo goed mogelijk gelijk zijn, dit voor de beste stabiliteit.
C4 is de compensatie condensator om de fase marge groot genoeg te maken, probeer het met de 1nF maar ga niet hoger dan 4N7, anders wordt de regeling te traag.
Voor 3-Ampere uitgangstroom is ongeveer 150 tot 220µF nodig en ik heb 220µF in het schema gezet, dit in combinatie met de waarde van C4.
C5 helpt ook een beetje met de stabiliteit en verlaagt de ruis een beetje.
Met R12 kan je de spanning netjes op 12V afregelen.
R13 trekt een minimale stroom om bij lichte belasting de regelaar ook goed te laten werken.
Dan nog even dit, de manier zoals dit schema getekend is, is met opset, het geeft d.m.v. de dikkere lijnen aan waar de grote stromen lopen.
Dit schema is dus niet getekend omdat het op het ogenblik lekker zonning weer is en ik graag Frivool bezig ben. 
Kijk naar hoe de - van C1 van 10.000µF aangesloten wordt, die gaat dus direct naar de -aansluitbus!
Kijk ook waar de ontkoppel elco's C3 en C7 betreffende de - aansluiting moeten worden anagesloten, dat is dus ook de aansluitbus.
Ik kan het nog mooier maken, maar dan komen er meer onderdelen bij, dit voor de voeding van de µA723 die dan b.v. gevoed wordt uit een µA7815.
De µA723 ziet dan een hele strakke voedingspanning zonder rimpel (<1mV op deze =18V) maar ik vond het zo goed genoeg voor een eerste voeding.
GOED KOELEN!, geen spagettie bedrading, hou je aan het schema zoals dit getekend is.
Verder hoor ik graag als ik misschien een foutje in het schema heb gemaakt, deze dyslectische aap heeft redelijk wat blinde vlekken bij de eerste versies.
Groet,
Bram
RAAF12
Golden Member
Mooi werk, BD! Voor de zekerheid nog even de pinning van de ronde uitvoering erbij.
Ik heb nog wat uA723 ic's in een TO-100 (Can) behuizing en idem een paar in DIP14. Het bijgevoegde schema is gebaseerd op de de DIP behuizing.
Boost transistoren, toe maar!
De DIL heeft Vzener naar buiten uitgevoerd. Maar die gebruik je niet.
Kon het niet laten om het te simuleren want het is niet eenvoudig om uit te rekenen wat R7 en R8 moeten zijn.
Het komt er op neer dat 0,22 ohm weerstand verhoogd moet worden tot 1 ohm. Dissipatie is dan wel 9 W maximaal. Bij 1 ohm is de terugvouwstroom minimaal 0.8 A. Bij 2 ohm 0.4 A, bij 0,5 ohm 1,6A etc.
Ik denk dat een andere oplossing nodig is wil je het beter hebben.
Tevens gesimuleerd wat de datasheet laat zien. Vergis je niet over de 30 ohm valt 3 V. Allemaal best te doen bij weinig vermogen. Bij 12 V / 3A valt dit schema door de mand.
Redenering is als volgt. Wil de stroombegrenzing bij 0 V uitgang nog in werking treden dan moeten we ongeveer 0,7 V over CL en CS hebben (=Ube). Bij 1 ohm en 0.8 A valt er 0,8 V over de 1 ohm en over de Ube x12k/(12k+2k2) = 0,76 V. Zouden we 0,22 ohm hebben dan moet er minimaal ongeveer 3 A doorheen willen we nog voldoende Ube overhouden m.a.w. er is dan geen noemenswaardige terugvouwing.
Uitgaande van 1 ohm zal er bij 12 V uitgangsspanning bij zowat begrenzing 3 volt over de 1 ohm vallen. We moeten weer terug naar ongeveer 0,7 V. De Ube is nu (12V +3 V) x 12k/14k2 - 12V =0,67 V bingo.
Je kan ipv. 1 ohm voor 0,5 ohm gaan, terugvouw is dan 1,6 A. Bij kortsluiting heb je dan ongeveer net zoveel vermogenverlies als bij 3A. 0,5 ohm moet nu 3x3x0,5=4,5 W zijn. Pasop bij nominaal vermogen worden weerstanden al extreem heet.
[Bericht gewijzigd door Bart777 op (10%)]
blackdog
Golden Member
Ik heb in de provincie nog / een ongebruikte tante / haar leven is meimorgenmist / zij heeft naar alle kanten / uitzicht op bijna niets... (Koos Schuur)
Hi,
Er is nog en mogelijkheid om de dissipatie te begrensen als er overbelasting is.
Dat is een Bourns PTC die "tript" als een trage zekering en hersteld zelf als de overbelasting is weggenomen.
Deze PTC kan dan aan de emittor kant van de power transistoren worden gezet,
er is er maar één nodig, de uA 723 kan op de normale manier blijven aangesloten.
Kies een type uit het lijstje die wel "tript" bij de maximale stroom die je voeding kan, en dat is natuurlijk bij 0,22Ω minder dan 3-Ampere.
Iedere type PTC heeft een thermische massa en dus ook een tijd voor hij in werking treed, dat is altijd een beetje uitzoekwerk in de datasheets.
De link hieronder is van één type met verschillende stroomwaarden, het betreft hier als voorbeeld de Bourns MF-RX serie.
https://www.bramcam.nl/Diversen/Bourns-PTC-List.pdf
Ik heb ahet altijd leuk gevonden hiermee te experimenteren, voor jou is het dus afwegen hoe goed je koeling is van je power transistoren en dit samen met de trip current
van je Bourns PTC, of een ander merk natuurlijk.
Het hele probleem is natuurlijk dat je een trafo hebt die veel te hoog in spanning is, dat is je bron van het ongerief.
Je kan ook nog iets bedenken met een timer en een Thyristor die je compensatie aansluiting naar "0" trekt, zeg na 1 a 2 seconde van overbelasting.
Het wordt snel nogal complex alleen omdat je een "verkeerde" trafo gebruikt.
Kan je de trafo afwikkelen naar zeg 15V?
Groet,
Bram
TS heeft de trafo inmiddels afgewikkeld van 24VAC naar 12VAC.
De dissipatie is het issue niet meer.
@Bart777,
Hoe zit het met de thermische stabiliteit? Wat gebeurt er als je diode D1 MUR460 heet stook?
Eric21
Golden Member
Allen, ben diep onder de indruk wat er allemaal wordt verteld. En dat Blackdog de opzet heeft gemaat is helemaal geweldig. Grote dank.
Helaas op dit moment beetje weinig tijd om er helemaal in te duiken en te gaan bouwen, maar ik heb wel even de torren gemeten en het zijn dus geen Darlingtons. Kom nog op jullie aanvullingen terug want eigenlijk is die 723 wel een heel fraai IC. Inderdaad wil ik de CAN's gebruiken want als ik die nu niet gebruik zal het wel nooit meer zijn.
Nog twee aanvullingen, ik ga dus 3 identieke voedingen (in 1 behuizing) maken die galvanisch gescheiden zijn. Primair bedoeld om alle breadbord knutselexperimenten te kunnen voeden.
Ze krijgen alle drie met een vaste 4 standen draaischakelaar (ook drie stuks), 3V3, 5V, 9V en 12V. Geen potmeter want ik wil voorkomen dat met alle rommel hier tussen de breadboards door ik per ongeluk aan de spanningsinstellingspotmeter draai. R9/R12 wordt dan dus geschakeld. Geen uitwendige potmeter (wel per spanning instelpotje op print).
Uitlezing heb ik al bedacht, kom ik nog op terug.
Op vrijdag 10 april 2026 20:15:40 schreef Eric21:
...
Ze krijgen alle drie met een vaste 4 standen draaischakelaar (ook drie stuks), 3V3, 5V, 9V en 12V. Geen potmeter want ik wil voorkomen dat met alle rommel hier tussen de breadboards door ik per ongeluk aan de spanningsinstellingspotmeter draai. R9/R12 wordt dan dus geschakeld. .
Zorg er wel voor, dat als de schakelaar tussen twee standen staat er altijd een weerstand tussen de uitgang en de Inv-ingang van de 723 zit. Er mag tijdens omschakelen dus geen zuivere onderbreking voorkomen.
(Van mij mag het wel, maar de voeding regelt dan niet zo mooi tijdens omschakelen.)
Op vrijdag 10 april 2026 19:39:38 schreef Bobosje:
De term Current-Feedback en de bijbehorende twee weerstanden ontgaat me hier.
Ze bedoelen current foldback. Zie een eerdere post in deze thread.
Er is geen current feedback. Het is de bedoeling dat de voeding bij te grote belasting bijv. kortsluiting de stroom verder beperkt. Het is Foldback Current Limiting. In de eerste plaats zal de voeding de stroom begrenzen op 3 A. Ligt de spanning onder de 12 V dan zal de maximale stroom geleidelijk minder worden afhankelijk van de uitgangsspanning, zeg maar lineair terugschakelen. Dit is om te voorkomen dat de serietransistor te veel gaat dissiperen en zal op die manier in zijn zgn. safe zone blijven.
Het nadeel van LTspice is dat de componenten waar je uit kunt kiezen nu eenmaal niet de alledaagse zijn. Je kunt dat aanpassen met modellen die je op het internet vind. Het programma is gratis dus liefst alleen Analog Devices componenten gebruiken, hehe. Vandaar de stomme keus MUR460, wie heeft die nou liggen.
Het gaat meer om het principe een diode te gebruiken, misschien wel 2, misschien wel schottky, waardoor het geheel beter te doen is. De MUR460 verloopt van 1,2V 25°C naar 1V 100°C bij 3A. Hierdoor zou de stroombegrenzing sterk verlopen. Je kunt eventueel compenseren door niet de transistor in de 723 te gebruiken maar een externe BC547, C aan compensation,E =CS, B=CL en deze thermisch aan de diode te koppelen.
Ik ga er niet een hele studie van maken, het is natuurlijk wel een hobby project. De 0,22 ohm verloopt natuurlijk ook. De 1 K weerstand bepaald het limiet (3A).
Ik heb het vermoeden dat als je meerdere dioden gaat gebruiken de foldback curve zo steil kan maken dat er totaal geen stroom meer loopt en de voeding in een soort coma terecht komt. Je moet dan bij kortsluiting de voeding resetten, van het net afhalen.
De formules voor Iknee en Ios, uitgaande van R3, R4 en Rsc, staan in het datablad (zie ook eerdere posts).
Ze zijn gemakkelijk om te werken naar formules voor R3 en Rsc, uitgaande van gewenste Iknee en Ios. R4 mag je eerst vrij kiezen (binnen redelijke grenzen uiteraard). Vo moet ook bekend zijn.
De formules gelden ook als je 'boostertransistoren' gebruikt.
In de formules is Ube = 0,65 V.
R_{sc}=\frac{U_{be}U_o}{\left(U_{be}+U_o\right)I_{os}-{U_{be}I}_{knee}}
R_3=R_4\cdot\frac{U_{be}\left(I_{knee}-I_{os}\right)}{\left(U_{be}+U_o\right)I_{os}-{U_{be}I}_{knee}}
Je ziet duidelijk hoe Rsc groter wordt naarmate je Ios kleiner kiest. Daardoor kan het nodig zijn de ingangsspanning hoger te nemen! Dat (plus het vermogensverlies in Rsc) is de prijs die je voor de foldback betaalt.
Als je Ios gelijk aan Iknee stelt (dus geen foldback), dan krijg je de 'gewone' formule weer terug voor Rsc, en wordt R3=0 en R4 kan vervallen.
RAAF12
Golden Member
Op vrijdag 10 april 2026 21:08:03 schreef ohm pi:
[...]Zorg er wel voor, dat als de schakelaar tussen twee standen staat er altijd een weerstand tussen de uitgang en de Inv-ingang van de 723 zit. Er mag tijdens omschakelen dus geen zuivere onderbreking voorkomen.
(Van mij mag het wel, maar de voeding regelt dan niet zo mooi tijdens omschakelen.)
Zoiets gebruiken?
https://www.railwayscenics.com/make-before-break-rotary-switch-pole-p-…
Tis wel leuk om anderen op dingen te wijzen die zo oud als de weg naar Rome zijn. Ik vrees dat het lot van ouder worden is (zucht) Mwa, het is een zelfgekozen uitdaging
Toch liever een voeding die CV en CC mode heeft en bij CC mode kortsluitvast is en het ontwikkelde vermogen / warmte in de voeding afvoerd.
RAAF12
Golden Member
Met een schakelaartje wat 5, 9 en 12V doet kan ik me wel wat bij voorstellen. Vooral als de user zichzelf kent en graag een zwieper de verkeerde kan opgeeft van de potmeter. Soms als het laat is, het licht verkeerd en het juiste ding is niet voorhanden gaat het weleens fout. Gisteren wat sec wikkelingen van een trafo uitvogelen en trok zowaar een vonkje. Niet netjes natuurlijk maar verder geen schade.
Stroominstelling is een luxe als er componentenbescherming moet zijn. Voor het ruige werk volstaat kortsluitbeveiliging. Ik zag gisteren in een documentatie van de gratis LM309AK, gekregen tijdens de Veron radiomarkt in Tietjerk dat ze daar twee crowbar schakelingen hadden. Een vóór de regelaar en de andere na de regelaar. Gek genoeg zou ik altijd het achterliggende circuit voor overspanning behoeden.
@Frederick
Leuk dat je het omgecat hebt naar R3 en Rsc. Je hebt een programma wxmaxima die formules kan oplossen.
Het gebruik ervan kost veel frustatie.
Bij de simulatie, zie hierboven, van de datasheet fold back 5V voeding hebben ze het over een Iknee van 20 mA. Ik kon dat niet rijmen met mijn simulatie. Ik zie nu dat ze ook formules hebben gegeven.
Vul ik ze in dan kom ik spot on op Iknee van ongeveer 112 mA en Ios van 32 mA.
Ik dacht eerst dat ze met de datasheet Iknee=20 mA de Ios bedoelde, waar geen knie te zien is, kreeg het anders niet rijmend.
Nu zou er nog een formule moeten komen met een diode erin. Dat zou ongeveer 2 V schelen.
Moet dan wel vanwege temperatuur compensatie een extra transistor worden toegevoegd, niet parallel maar ipv. de interne transistor. Rsc wordt dan Rsc+Diode
Vul ik ze in dan kom ik spot on op Iknee van ongeveer 112 mA en Ios van 32 mA.
Klopt; en omgekeerd met mijn 'binnenstebuiten'-formules komen die weerstandswaarden er ook weer uit, uitgaande van R4=5k6.
De makers van het datablad hebben zich daar blijkbaar vergist.
Simetrix maakt er dit van: (klik= beetje groter)
(Het plaatje is gemaakt door belasting R2 als variabele te sweepen, en dan een XY-grafiek te tekenen van IR2 en UR2.)
Kon het niet laten.
Over de 1n4004 valt 0,8V x 0,1A=80mW x 50°C/W= 4°Ctemperatuurstijging x -2mV/°C=-8mV .
Over de 3,9 ohm valt 0,4V. 8mV is 2% dus afwijking stroombegrenzing is slechts 2%.
Omdat intern 723 wel de referentiespanning temperatuur gecompenseerd is maar denk ik niet de stroombegrenzing is het zaak de 723 niet te warm te laten worden.
Bij elkaar dus 0,4+0,8=1,2V spannings val is zowat 2V beter dan de 3V bij 30 ohm.
Omdat Eric21 niet enkel 12V maar een hele reeks spanningen wil hebben is denk ik een foldback stroombegrenzing niet op zijn plek.
Kijk we testen de foldback met een lineaire weerstand maar bij electronica voeden is dat natuurlijk niet zo.
Bij een powersurge/kortsluiting kan de foldback terugvallen tot zo'n lage waarde dat het niet automatisch terugspringt.
Op maandag 13 april 2026 12:17:16 schreef Frederick E. Terman:
[...]
Klopt; en omgekeerd met mijn 'binnenstebuiten'-formules komen die weerstandswaarden er ook weer uit, uitgaande van R4=5k6.
De makers van het datablad hebben zich daar blijkbaar vergist.
Simetrix maakt er dit van: (klik= beetje groter)
[bijlage]
(Het plaatje is gemaakt door belasting R2 als variabele te sweepen, en dan een XY-grafiek te tekenen van IR2 en UR2.)
Bij hetzelfde schema in de datasheet van 1999 staat bij Figure 21. Foldback Current Limiting :
Short Circuit Current 20 mA.
Dat klopt dan ongeveer.