digitaal gestuurde labvoeding

De manier zoals je die regelaar in wil stellen met een extra weerstand op je deler kun je wel vergeten.

Ik zou die feedback samen met de referentiespanning uit je microcontroller aan een opamp voeren. Toevallig met ik met iets soortgelijks bezig. Labvoeding met microcontroller en een 'normale' analoge regeling voor stroom en spanning. Ik heb er alleen geen SMPS voor staan.

een paar dingen. 4.15 ampere transfo. daar haal je geen 4 ampere Dc uit ..
van uw 30 volt ac schiet er 27 over bij vollast (onbelast vliegt dat naar 40 volt)

de stroom is 0.63 x 4 ampere.. er blijft dus nauwelijks 2.5 ampere over.

Dit gezegd zijnde. in het april nummer van elektuur staat er een 0.30 volt 0.3 ampere schakelende labo voeding met stroombegrenzing.

dat gefoefel met die weerstanden : plak daar ene opamp in en uw probleem is opgelost.

- knip draad van poot 5 naar r2/r3 door
- uitgang opamp naar poot 5 van de LT1074
- ingang opamp naar de knoop r3 / r2
- r2 = 1k
- r3 = 9k

je hebt nu een 1/10 deler.
met een spanninkje van 0 tot 3 volt krijg je nu een uitgang van 0 tot 30 volt
er is nog een probleem bij dit soort spielerij ... die hakkers wrden vrij inefficient als je ze over een groot bereik wilt kunnen instellen. je moet eigenlijk de spoel aanpassen ...

je kan het ook anders aanpakken.

na je gelijkrichter komt er een eerste condensator van 2000 uf.
van de + ga je naar de drain van een nmos. de source van de nmos gaat anar de+ van een tweede condensator van 2000uf
je zet de uitgang van een optocoupler tussen de gate en source van die nmos en knoopt een weerstand van 1k tussen gate en de drain.
zet in parallel met de optocoupler uitgang ene zener van 5v6 zo kan je nooit je gate opblazen als de tweede condensator leeg is.

telkens je de led in de optocoupler aanzet gaat de mos UIT. dis is belangrijk ! anders start het systeem nooit.

in rust wordt de tweede condensator dus gewoon volgetankt met de spanning uit de eerste.

een simpele comparator doet nu het werk. vergelijk de spanning over de tweede condensator met die komende van een D/A convertor. als de spanning te hoog wordt over de cap : led aan en de mos gaat uit.
bouw wat hysterese in in je comparator en klaar is kees. gans dat ding is zelf regelend.

je kan nu met die dac je eerste spaning regelen

gelijkrichter --+-----D S---------+------ naar linaire trap
                |      G          |
                |      |   /      |
                +-[1k]-+--|<|-----+
                |      |          |
                |       -c e------+----------[9k]-+[1k]-- gnd
                |       opto      |               |
               2000uf            2000uf          sense
                |                 |
               gnd               gnd

[code]

aansturing opto :

[code]
                 
         led    / -|----sense
gnd-[1k]-|<|-+<   |
             |  \ +|---+-[1k]----- control van dac
             |         |
              --[100k]-

huppekee.

je kan nu de dac zo instellen dat je altijd 3 a 4 volt meer hebt aan de ingang van de linaire trap dan wat je nodig hebt uit.

je kan het ook met een tweede comparator doen. dan ben je compleet van de mcu vanaf voor die regellus.
vergelijk de uitgang met de ingang van de boel. minder dan 4 volt ? : zet de kraan (mosfet) open

Free, ik heb niet vaak dat ik electronica grappig vind, maar dit vind ik ronduit een leuk schakelingetje!
die trafo die ik heb is 2 x 30V 125VA, ik denk dat ik er een 30V 5A voeding van maak.

ik zal eens wat gaan spelen met dit schakelingetje, binnekort zie je me wel weer terug voor de lineare naregeling

Da's inderdaad een handig schakelingetje van onze Free.

Over die trafo... Is die 125VA per winding of totaal? Het lijkt me het laatste aangezien het vermogen vaak voor de hele trafo opgegeven wordt. In dat geval kun je je 5A ook wel vergeten en wordt het dus de helft.

het voordeel van dat gedoe met de mosfet is dat je een pulsbreedte regeling maakt. de puls pause verhouding varieert zichzelf.
je houdt de lading in de tweede condensator op ene bepaald punt.

hou errekening mee dat je ene dikke 2 a 3 volt verliest in je regeling ( eenmaal de tweede condensator op minder dan 3 volt van de eerste gekomen is , is er niet genoeg gatespanning meer en gaat de mos vanzelf dicht. ) merk op dat je dat niet als itte wegstookt. het is puur aan/uit gedrag van de mos.
je kan dat verminderen door een mos te zoeken met ene zo laag mogelijke Vt. of je maakt ene klein boostcircuitje met een hulp condensatortje en diode wat een spanninkje maakt dat boven de normale spanning op c1 ligt. dan werkt het ook. je kan dit in je gelijkrichter stoppen of desnoods maak je dat met een 555 en wat gefrunnik.

die zenerdiode moet je over de gate-source zetten.
het risico is namelijk bij powerup: condensator 1 laadt op en condensator 2 is nog leeg... er kan ene hoge spanning via de weerstan dop de gate komen. die mos gaat dat niet leuk vinden. een zener van 5v6 of 6v8 limiteert dat en er is geen probleem.

de trafo is 125 VA per winding, 250 totaal.
ik volg het even niet helemaal met dat boostcircuitje in de gelijkrichter, ik ga er van uit dat de uitgang van dat boostcircuitje naar de transistorzijde van de opto gaat, maar hoe zit dat circuitje in elkaar?

Ik denk dat F_E zoiets bedoelt:

D1 ... D4 vormt de traditionele gelijkrichterbrug, en C1 is de linker buffer-elco in F_E's schema.
C2 vormt met D5 en D6 een diodepomp, die de positieve spanning 'U' verhoogd met 5.6V.
'U++' is bijgevolg 5.6V hoger dan 'U'. Nu beschik je over een spanning waarmee je de FET nog kan uitsuren als de spanning over de rechter buffer-elco (in F_E's schema) bijna even hoog is als over zijn linker compaan.

Vraag me niet, hoe groot C2 en C3 moeten zijn.
Als ik mag gokken: 10µF voor C2 en 100/uF voor C3.

DB heb je al eens gesurft naar 'Programmable Power Supply' en 'Digitally Controlled Power Supply'?

HP had er een stel in het programma: HP6034A; HP6002A; HP59501A.
Misschien kun je daar schema en service manual van krijgen om ideën op te doen.

In het HP- Powersupply Handbook zijn een aantal bladzijden gewijd aan het principe (HP-AN90B.pdf Ik kan het je opsturen, 1,6 MB).

Wel moet ik er bij zeggen dat alles is gebaseerd op de HP Interface Bus [HP<->IB]®, IEEE488. Het is een 8 bit parallelinterface.

pros zit er recht op met zijn schematje.

dus pas je mijn schematje aan als

U o--+-----------D S---------+------ naar linaire trap
     |            G          |
     |            |   6v8    |
     | U++ o-[1k]-+--|<|-----+
     |            |          |
     |             -c e------+----------[9k]-+[1k]-- gnd
     |             opto      |               |
   2000uf                 2000uf          sense
     |                       |
    gnd                     gnd

nu kan die mos altijd aan schieten. u++ is immers hoger dan U.
bij volledige uitsturing van de mos is de source spanning gelijk aan de drain spanning ( de elcos staan parallel op dat moment en hun spanning is gelijk )
door get feit dat de gate op een hogere spanning straat dan de source blijft de mos vol in geleiding.

die diodepomp van pros heeft niet veel nodig als condensator hoor.
een mosfet vreet geen stroom op zijn gate.
10 uf voor beide condensatortjes zal voldoende zijn.

Maar... dit is nog altijd een lineaire regeling. Alle warmte wordt nu in de MOSFET en de ESR van de condensatoren gestookt. Ik weet niet of dat wenselijk is. Een spoeltje met vrijloop diode in serie met de mosfet zou m.i. noodzakelijk zijn...

@tidak: ja, ik heb al wat rondgezocht. vooral de stroomregeling van het lineare deel ga ik flink afkijken

er wordt natuurlijk wel wat verstookt in de FET en de ESR, maar niet meer als met een gewone switcher. maar als er een diode en spoel bij komen wordt dit steeds meer een gewone switcher. is het dan niet handiger om de LT1074 te gebruiken? iets meer foolproof, misschien ook stabieler en veiliger.

Wat switchers betreft, trek ik me als ouwe knar terug. Ik ben in de lineaire buisiness blijven hangen wat voedingen betreft. Daar zitten tenminste geen spoelen in .
Een lineaire voeding geeft in het algemeen een schonere voeding, maar verstookt veel vermogen.
Daarom vindt ik jou combi erg interessant. Misschien is het een goed alternatief voor een thyristor preregulatie.

ik heb de opstelling met de LT1074 en de OPAMP even op een broodplakje in mekaar gezet. het werkt goed, ik heb hem nu even met een ingangsspanning van 12 volt, en een 12V 0,1A lampje als last getest, en ik kan met een potmeter keurig de uitgangsspanning bepalen. zonder noemenswaardige filtering voor ruis heb ik op de uitgang met een uitgangsspanning van 8 V een zaagtandruis van 0,5V met kleine uitschietertjes van 1V op een frequentie van 100 KHz, de schakelfrequentie van 1074.
dit is met een simpel LC filtertje wel grotendeels weg te filteren.
alleen, als ik de uitgangsspanning aanpas wordt de frequentie van de ruis lager naarmate de uitgangsspanning lager wordt. bij 7V wordt de frequentie namelijk 50 KHz, bij 5,5 25 KHZ, en dat halveert dus ong. iedere 1,5 volt. als de spanning lager wordt dan 1 volt begint de voeding sterk te oscilleren.

het lijkt mij dat die verschillende frequenties lastig zijn met het uitfilteren van de ruis. is dat zo, en zo ja, kan ik er voor zorgen dat de switcher op 1 frequentie blijft?

Ik denk dat je niet helemaal begrijpt hoe dit soort switchers werken. De frequentie waarop dat ding loopt blijft echt wel 100Khz.

Wat gebeurt er nu? Die LT1074 vergelijkt de spanning op de feedback pin met zijn interne referentie. Is die feedback nu lager dan zet ie gedurende 1 interne klokpuls zijn schakeltor open. Dan stopt ie energie in de inductie en het begint weer van voor af aan. Mocht de spanning op de feedback nu goed zijn, slaat de schakeltor gewoon een klokpuls over.

Als je dat ding ohms belast en je halveert de uitgangspanning, halveer je ook de stroom. Dus zie je ook nog maar de helft van de pulsjes (in je rimpel). Dan lijkt die rimpel een lagere frequentie te hebben (en dat is dan ook wel zo) maar je regelaar loopt gewoon nog op 100Khz.

Lager dan 1 volt zul je inderdaad niet komen zonder je L aan te passen. Dat ding stopt per cycle veel te veel energie in die spoel. Dat 'snapt' ie niet meer.

D'r zit een mechanisme in de LT1074, dat de schakelferquentie verlaagt bij kortsluiting. Mogelijk is dat de oorzaak van het ongewenst gedrag?

Ha Pros, je hebt gelijk. Er zit inderdaad een dingetje in dat je frequentie omlaag haalt. Dit is afhankelijk van de spanning op de feedback.

Of hij trekt het niet de feedbackspanning hoog genoeg te houden. Of toch mijn verklaring

ik ga voor Tim z'n verklaring
is eigenlijk ook logisch, als ik kijk op de scoop dan wordt de zaagtand ook steeds vlakker naarmate de spanning lager wordt. vandaar ook die helften van 100 KHz. en lager dan 1V hoef ik ook niet te komen, dus dat gaat prima. nog eventjes met filtertjes gaan spelen en op naar het volgende deel.

die automatische frequentieverlaging treedt pas in werking als de uitgang bijna 0 wordt, oftewel bij kortsluiting. bij dat oscilleren lager dan 1 volt verandert de frequentie linear met de uitgangsspanning, daar wordt dus waarschijnlijk de frequentie wel verlaagd. daar lig ik niet wakker van

De LT1074 wil nu eenmaal 2.21V op z'n FB zien, en niet minder. In dat geval gaat hij over op pestgedrag...

Allemaal leuk en wel maar hang er nu eens de lineaire trap achter?

Dit topic zorgde er voor dat ik mijn ouwe powersupply schema weer uit de sim kast heb gehaald, maar ipv een schakelende er voor nu deze PWM geregelde.

Maar helaas nog steeds het zelfde euvel: de charge spikes (inschakelen mosfet kraan) sijpelen door naar de uitgang van de lineaire.

Zonder spoelfiltering was dit toch al gauw 1mV pp en manifesteerde zich als een snelle 1mv PP up/down pulse. Voor de rest was 'ie aardig stil. De pulsen zijn precies in lijn met het open- en dichtschakelen van de fet van de eerste trap.

Maar al met al had ik hem leuk regelbaar van 10A bij 0 - 20V met maar ~ 25 watt verlies over de lineair trap.

Edit: Ook voor de lineair had ik een powermos gebruike in linmode, maar ik zal eens kijken met wat gewone BJTs en kijken hoeveel rommel die nog doorlaten.

Edit2: BJTs maken het alleen maar erger. Dus we blijven bij mossen

Op 22 maart 2010 21:55:56 schreef pros:
De LT1074 wil nu eenmaal 2.21V op z'n FB zien, en niet minder. In dat geval gaat hij over op pestgedrag...

Dat is op te lossen met een negatieve hulpspanning. In het al eerder aangehaalde Elektor artikel wordt dat ook gedaan vanwege de LM2576T-ADJ.

REW: dat is volgens mij niet waar; het is geen lineaire regeling met een MOSFET, het is een schakelende regeling, waarbij de pulsbreedte afhankelijk is van de afgenomen stroom.

Ik voorzie echter wel een ander probleem: ten eerste moeten de condensators bestand zijn tegen forse stroompieken, dus je kunt waarschijnlijk niet de simpelste no-name condensators gebruiken. Als je condensators met een lage ESR gebruikt, gaan er wel hele forse stromen lopen zodra je de FET inschakelt. Echter, als je de FET met een pull-up weerstand open zet, gaat dat relatief traag, terwijl de spanning over de FET dan maximaal is. Ik denk dus dat je, afhankelijk van de condensators en het type FET, al heel snel buiten zijn SOA zult komen.

Ik heb gemerkt dat vooral "nieuwe generatie" FETs (die bedoelt zijn voor schakelende toepassingen) erg slecht tegen lineair gedrag kunnen, en daarmee behoorlijk kritisch zijn geworden wat betreft gate drivers.

Nu net een LC filter met vrijloop diodes combo tussen de voor regeling en de lineair geplaatst.. moest nog een extra diode in serie zetten direct na de source van de voorregeling FET.

Maar nu dan zeker toch weer een factor 1000 verzwakking. Er blijft dus wel een kleine pulstrein aanwezig van ~ 0.5 - 2uV. De frequentie varieert met de belasting en kan tot in de audio band terugzakken, <20KHz.

Maar voor practische toepassingen ligt < 10uV op voedingslijnen ruim in de ruise marge denk ik. Persoonlijk steekt het me wel als er vuil in het audio gebied komt, hoe klein ook

Nu net een LC filter met vrijloop diodes combo tussen de voor regeling en de lineair geplaatst

Dat zou ik sowieso al doen. Desnoods ook een L in de GND-lijn opnemen.

Die pieken zijn IMHO niet in de eerste plaats afkomstig van de FET die een elco oplaadt --er zit immers een spoel tussen die twee-- maar eerder van het feit dat de vrijloopdiode nog in geleiding is op het ogenblik dat de FET inschakelt. Het duurt dan even, voor de diode spert, en gedurende die korte tijd geleidt ze.

Die pieken zaten er al in toen ik nog niet filterde tussentijds; als die eerste fet vol in geleiding gaat om die tor te laden, dan krijg de lineair FET een zeer scherpe flank te verwerken op zijn drain. Deze wandelt vrolijk door de capaciteiten heen, of anders gezegd, door deze momentaire "kortsluiting" wordt de lineair uitgang kortstondig opgetrokken. Ik had al heel wat van die testjes gedaan; sinussen, zaagtanden op verschillende frquenties op de drain voeding superponeren om te kijken hoe/wat er door komt. Overigens sijpelt de puls niet in volle sterkte door, de FET verzwakt'm wel afhankelijk van de steilheid.

Als het aan mij ligt, zou ik gewoon een switcher er voorzetten, die affilteren en daar dan een lineaire trap achter. Wat er dan door komt is dan in elk geval hoogfrequent > 1MHz dus ook al zou dat een paar mVpp ruis op de lijn zetten, dan zit dat gelukkig niet in de audio band.

[Bericht gewijzigd door Henry S. op dinsdag 23 maart 2010 17:42:12 (22%)]