350V regelbare voeding

Effe doorgaan voor het kookfornuis !!!!

Had er zelf in eerste instantie ook overheen gezien, maar het meetgedeelte van Q3/Q4 staat te zingen zoals deze nu opgebouwd is. De meting dient tussen de 500V en de source van Q2 te gebeuren.

Effe iets anders, mocht je de opamps met +12V en -12V voorzien, en dus zoiezo een negatieve constante spanning hebben tov de + uitgang (met uitzondering van de spanning over de sense weerstanden).
Kan men dan de current source (die nu 400V moet slikken nota bene) naar deze -12V laten gaan en gewoon een weerstand plaatsen, of mis ik nu iets. Meer een vraag uit eigen belang!

mvg Rudy

Hi Bat85

Beide zijn goede opmerkingen wat mij betreft!

Het zingen als het al gebeurd met de aangegeven waarden,
hoopte ik te beperken door de RC tijd aan de Gate van de bovenste MOSFet.
Ik denk morgen nog een keer na over je opmerking met betrekking tot het sensen aan de 500V lijn.

Dan wat de stroombron betreft, ja dat had ik ingecalculeerd, het vermogens verlies bij hoge uitgangs spanningen.

Maar de truc met stoombron aan de opamp negatieve voeding gaat denk ik niet werken voor delen waarvoor hij ook voor bedoeld is.
Deze optie werkt niet mee, als een altijd aanwezige belasting die ook de uitgangs condensator leegtrekt en het dynamische gedrag.

Jouw optie werkt wel voor het goed laten werken van de MOSFet (door Lekstromen) en de eventueele stroom nodig voor de dissipatie begrenser.

Laat vooral je vragen horen en ook die voor je eigen ontwerp.
Maakt het denk ik ook aantrekelijker voor anderen om te lezen.

Groet,
Blackdog

Hoi Blackdog,

Effe blauw pilletje genomen om iets recht te zetten!
Met zingen bedoel ik niet oscilleren, want dat doet dat inderdaad zoals opgemerkt niet. Wat ik bedoelde is dat wanneer je spanning over de regelfet te groot word dan schakel je q3 uit en komt die 1k/50W in serie te staan, maar daardoor word de spanning over de regelfet terug minder en schakelt Q3 terug aan, en dat blijft zo verder gaan.

mvg Rudy

Hi,

Dit is de eerste setup van de Referentie fabriek.

De eerste regelaar dient voor het voorzien van voeding voor de LT1012 opamp en deze is voor nu 24V.
Deze moet misschien nog wat hoger worden i.v.m. uitgangs commonmode van de opamp, of er komt een Fet i.p.v. Q1 de BD139-16
Ik weet aleen niet wat ik op voorraad heb of daar de Drain Souce spanning hoog genoeg van is.
Voor lagere referentie spanningen neem ik hier regelmatig de J310 voor, maar in deze schakeling zou ik dan tegen de maximale spanning aanzitten.

Dan de tweede regelaar, deze dient er voor om de eigenlijke referentie in dit geheel van een schone ingansspanning te voorzien.
De LT1021-10V is de enige belasting die deze regelaar ziet en ik heb hiervoor de TO92 versie gekozen.
De 15V is gekozen omdat met deze ingangsspanning de LT1021 optimaal werkt.
12V kan ook maar dan worden de eigenschappen van de LT1021 echt slechter.

Ik heb de trimaansluiting van de LT1021 gebruikt als fijnregeling voor de uitgangs spanning, dit zal ongeveer een 3V trimbereik worden bij 400V uitgansspanning.
Er is nog kans dat ik deze potmeter op een andere plek aanbreng, want ik bedenk mij net dat dit wel leuk werkt bij hoge uitgangsspanningen, maar niet bij zeg 40V, dan is het regelbereik nog maar 0,3V.
Het regelbereik schaald mee met de ingestelde uitgangsspanning.
Komt ook op het lijstje om over na te denken.

Na de LT1021 zit een passief lowpass filter van 1,6Hz en R2 van 10K dient ook voor de bias stroom compensatie van de +ingang van de LT1012 opamp.
Het Vishay netwerkje voor de 2x gain resulteerd ook in een impedantie voor de -ingang van 10K.
De opamp is behalve een 2x versterker trapje ook een tweede lowpass filter.
De waarden van de componenten moet ik nog verder berekenen/testen en ik ga dit filter ook meten met 100x kleinere waarden voor de frequentie bepalende onderdelen. (C6 en C7)
Op die manier kan ik er met de AudioPrecision meetset goed aan meten

Aan de uitgang van de Referentie bevinden zich de potmeters voor de spanning en de stroom instelling, de stroom instelling is hier geschaald naar ongeveer 160mV uitgangsspanning.
Dat de stroominstelling ook een heel klein beetje meeloopt met de fijnregeling van de spannings instelling vind ik best, kan ook gezien worden als een prettige optie

Foutjes gemaakt.. laat het mij weten!

Dank en groet,
Blackdog

Hi,

Aanvulling op de Referentie fabriek.

Output Enable schakeling
Ik mag het van een moderator op dit forum geen "mute" schakling meer noemen, dus ik pas mij maar aan. *grin*
Deze staat nog niet in het schema, maar komt tussen de uitgang van de referentie schakeling en de twee potmeters.
Ik ga dit uitvoeren met dubbel wissel contact en de potmeter aansluitingen (hete kant) wordt dan geschakeld tussen de referentie uitgang en massa.
In de volgende versie vande Referentie fabriek staat het relais in het schema.

Ruisgedrag referentie en buffer
Waarom de referentie zo opgebouwd zoals hier in het schema aangegeven.
Ik wil testen kunnen doen aan elco's en condensatoren wat betreft ruis/gepruttel.
Dan sluit ik het te testen object aan op een voeding en breng een serie weerstand aan van zeg 1K of 10K.
Hierover meet ik dan de spanning met een D.V.M.(lekstroom) of met twee dioden over de meetweerstand en dan naar de Audio precision meetset voor pruttel/ruis metingen.

Ik wil natuurlijk de effecten van de te testen condensator meten en niet de prut uit de gebruikte voeding.
Vandaar dat ik probeer binnen redelijke marge, een goede opset te maken voor een laag ruisgedrag van deze voeding, ook graag beneden de 10Hz.
Daarom zit er nu een derde orde filter low pass in de Referentie fabriek, als alles goed gaat wordt hierdoor ook de 1/F ruis van de LT1021 gefilterd.

Het blijven voortdurend afwegingen die je moet doen, zoals een 100K 10 slagen potmeter, mooi voor de resolutie maar de opamp die hij aanstuurd ziet op de helft 25K impedantie.
Hierdoor moet aan de ingang van de buffer die de 20K/400K netwerk aanstuurd,
ook weer een serie weerstand worden opgenomen naar de +ingang met een condensator naar massa (lowpass filter)
Dit maakt echter wel weer het instellen van de uitgangs spanning wat trager...
Maar het lost dan ook René zijn probleem op met denderende potmeters

Ik zal nog een paar testjes gaan doen om te kijken welke opamp type ik het beste kan gebruiken in de Referentie Fabriek en de spannings buffer.
Waarschijnlijk kunnen het allemaal opamps uit de OPA140 serie worden, maar voor de zekerheid eerst dus de 1/F ruis testen van de opamps op mijn lijstje.
LT1012, OPA140, ADA4077 series, LT1007 <mooie lage spannings ruis maar ook wat hogere stroom ruis.
De LT1007 heeft een 1/F voorspanning ruis van 2Hz, maar voor stroom ruis is dit 120Hz,
volgens de grafieken kan je dus beter beneden de 5K bron impedantie blijven voor de LT1007,
om gebruik te kunnen maken van zijn mooie ruis eigenschappen.

Ik ga kijken hoe de ruis er uitziet van de verschillende opamp's, als ik mijn 10Hz passieve lowpass filter gebruik.
Ik zal wat scope plaatjes laten zien van deze metingen.

Nu wat "food" scoren!

Groet,
Blackdog

Yo!

De Referentie fabriek is weer een beetje aangepast.
De BD139-16 is nu vervangen door een schakel JFet van het type 2N4391, zie het schema hieronder.

Door nu een Fet te gebruiken heb ik geen last meer van de uitgangs commonmode van de gebruikte opamp bij de 24V voeding.
De JFet is rondom met weerstanden aangesloten, dit zorgt er voor dat hij niet genereerd en heel blijft i.v.m. de laadstroom van C7
bij het inschakelen van de voeding.
R83 van 82Ω zorcht samen met R4 van 220Ω dat ik niet boven de maximale piekstroom kom.
R4 is een onderdeel van het 2e orde filter, en dat kan ik niet simpel rond de 300Ω maken zonder de eigenschappen te veel aan te tasten van dit filter.
Ik ga kijken wat er mogelijk is tijdens het testen van dit filter, maar de extra 82 Ω in de drain maak het ook een stukje veiliger/degelijker.
Voorlopig tot naarder orde, blijft het type nummer van de opamp's LT1012AC.
Vergeef me de verkeerd aangegeven pin nummers bij de tweede opamp, dit is in het tekenpakket al weer aangepast.

Het "Output Enable" relais zit nu ook in het schema, en dat wordt een bistabiele relais met twee drukknopjes.

Om de spannings referentie staat nu een "Thermal Shield" getekend, wil je daar meer van weten, kijk dan in de datasheet van de LT1021,
en dan vooral naar een van de drift plaatjes die mooi aangeeft hoeveel invloed dit heeft.

Ook heb ik nog nagedacht over hoe het relais schakeld, nu staat het zo getekend dat de contacten parallel staan.
Dat geeft over het algemeen een lange levensduur bij contacten die voor dit signaal niveau geschikt zijn.
Het een klein nadeel is dat de Reverentie fabriek een kleine variatie zit in de belasting en
door de lange Settle Time van het twee polige filter, kan dit een paar seconde kosten voor er weer mooi 20V stabiel aanwezig is.
Ik denk niet dat het een groot probleem is, mijn hoofd referentie hier in het LAB, werkt ook op deze manier en heb nog geen problemen hiermee ondervonden.

Voor het overzicht heb ik ook het buffer IC getekend dat het 20K/400K netwerk aanstuurd.
Ook de Rene's componenten zijn aangebracht tegen het denderen en als extra kantelpunt om de ruis nog meer te onderdrukken door de impedanties van de potmeters.

D1 en D2 helemaal rechts op het schema dienen er voor om de energie op te nemen als de voeding b.v. kortgesloten wordt.
De energie die in de condensatoren zitten die over de 400K staan wordt dan in deze dioden gedumpt.
Waarschijnlijk komt er nog een kleine serie weerstand bij om de stromen een beetje te beheersen.
Die dioden zorgen er ook voor dat er bij kortsluiting niet 20mA richting het buffer IC gaan door de 20K weerstand.
Ook al hebben de diodes wat overshoot tijdens het clampen dit blijft dan binnen de commonmode van de U loop opamp.
In ieder geval als deze een negatieve voeding krijgen, dus eigenlijk moet ik deze wel gaan toepassen als ik goed met fout situaties wil kunen omgaan, is Bat85 ook weer blij

Gegroet,
Blackdog

Een paar vraagjes:
- waarom geen condensator over/bij p1?
- waarom die Vishay netwerken?
- waarom geen LM317 i.p.v. uA78xx?

Hi René,

Goede vragen!

Eerste vraag betreffende de condensator over de loper van de potmeter aan de trim aansluiting vna de LT1021.
Ik weet niet of dit de eigenschappen van de referentie aantast (stabiliteit).
Ik zal tijdens het testen dit voor je onderzoeken.

Tweede vraag, het Vishay netwerk in het 2x versterkende Lowpass filter.
Ik was aan het zoeken geweest naar een aantal precisie weerstanden, ondermeer voor de 20K/400K netwerk.
Maar ook voor een 10V referentie die niets met dit project te maken heeft en heb bij de webwinkel een handje moois gekocht
En één van de Vishay netwerkjes toegpast in deze Referentie fabriek, gewoon omdat het mooi is en ik het heb liggen.
Voor de gene die zoiets als deze voeding zou willen nabouwen, het mag van mij ook twee 1% weerstanden zijn.
Hou ze dicht bij elkaar, dan is de korte termijn drift minimaal.

En de laatste vraag, die over de stabilisatoren gaat.
Laten we bij de LT1021 beginnen, deze heeft een onderdrukking van ruim 100dB bij de door mij gekozen 15V voeding.
Dan krijgen we een 78L15, deze heeft 45 tot 55dB rippel rejection.
Dit bij elkaar opgeteld geeft zo'n hoge onderdrukking dat andere zaken dominant zullen zijn.

Kijken we als laatste naar de 24V regelaar, deze voed de opamps van de Referentie fabriek en de 15V regelaar.
Wat er uit de uA7824 komt is minimaal 60dB gedempt en metingen van een tijd terug,
gaven voor de Fairchild typen meestal 75 tot 80dB demping van de rimpel.
De onderdrukking op de voeding van een LT1012AC als dit de opamp wordt is gemiddeld 120dB.

De demping van de rimpel van het geheel is volgens mij ruim voldoende en
heb je ook de voorlopige weerstand R11 gezien van 10Ω die aan de ingang van de 24V regelaar zit?
Deze moet samen met de film of Cer. condensator frequenties uit de regelaar houden, welke hij niet goed kan dempen.

De enige waar ik nog af en toe over nadenk is de 24V regelaar, dit als er b.v. een opamp uit de OPA140 series uit de 24V moeten worden gevoed.
De voedings onderdrukking is hiervan wat minder.

Dus ik heb zoveel mogelijk het KISS princiepe toegepast waar mogelijk.
Ik hoop dat dit voldoende beantwoort is, anders was je mij maar even de oren *grin*

Groet,
Bram

Bram,

Ik heb er ook nog een nachtje van wakker gelegen.

Speciaal voor de Spice-haters onder ons een simulatie van een Kiss uitgangstrap. (ik ga er even vanuit dat alle lezers Ltspice hebben)

De mosfet is een HV-type gekozen uit de meegeleverde Ltspice bibliotheek.
Een extra torretje was nodig om de de 2e FET snel uit te zetten.

groeten,

Ite

Hi 575,

Op een of andere manier eet mijn LT-SPice de files niet...

Kan je screenshots plaatsen of ze mij mailen, dan zet ik ze wel op mijn Server zodat iedereen het kan zien.

Groet,
Bram

Hi 575,

Ik ben er achter waarom het mis gaat!

Outlook past de bestanden aan, als ik ze naar het Bureaublad sleep.
Ik heb nu de bestanden opgeslagen met "opslaan als" en dat werkt wel

Dank en groet,
Bram

Hi 575,

Waarom pas je niet de LT1010 toe in je symulatie, die zit gewoon in de library.

Pas ook een serie weerstand toe (12Ω) van de uitgang van de LT1010 naar de gate van je gebruikte mosfet.

De gate capaciteit van de gene die je hebt uitgezocht is echter te klein voor een goed vergelijk.
Mijn gebruikte mosfet is 10.000pF aan de Gate.

Groet,
Bram

Hi Bram,

Ik probeerde als eerste met Ltspice het vermogen in de fets en de weerstand te visualiseren. Omdat bij jou de aansturing van de bovenste mosfet wat ingewikkeld werd kwam ik hierop, en kreeg ik een leuk plotje. Ik wou het concept clean houden, en heb daarom ideale spannings-bronnen gebruikt.
de Fet had ik gekozen vanwege zijn lage gate-charge.
Met jouw dikke Fet en 12 Ohm wordt het idd een stuk slechter. Maar is die dikke fet wel nodig als het te dissiperen vermogen per fet een stuk kleiner wordt?

groeten,

Ite

Hi 575,

Ik wou kijken of het mogelijk was of ik de dissipatie kon beperken in de hoofd MOSFet.
Uiteindelijk worden het aandig wat extra onderdelen en je hebt toch nog goede MOSFets nodig.

Er zijn eigenlijk als je het totale plaatje bekijkt, geen betaalbare MOSFets geschikt bij die hoge spanningen en dat vermogen te gebruiken, zodat het rendament opleverd in prijs/tijd.
De schakeling met de door mij gebruikte MOSFets, zou gebruikt kunnen worden tot zo'n 300mA uitgangsstroom.
En dan bedoel ik de uitgebreide schakeling met twee MOSFets en een 50-Watt power weerstand.
Voor de door mij voorgestelde 350V bij 150mA is het niet zinnig met mijn goede koeling, de uitgebreide schakeling te gebruiken.

Dus het word bij mij de enkele goede MOSFet, maar wat ik al eerder zij, ik test wel de door mij ontwikkelde schakeling.

Dank je voor de simulatie

Groet,
Blackdog

Hi!

Vandaag aan een ander stukje electronica voor de 350V voeding gewerkt.
Waarvan ik denk dat "power sequencer" de goede omschrijving is, zoniet dan hoor ik het wel van jullie.

1e
De bedoeling is als je de voeding inschakeld, dat niet op een rare manier de spanning wordt opgebouwd.
Het is ongewenst als de voeding staat ingesteld op zeg 175V dat je bij het inschakelen even een piek hebt van 480V...
De opamps en de Referentie fabriek moeten eerst een beetje gesetteld zijn en dan mag de voeding rustig opkomen.

2e
De tweede situatie is bij een "Brown Out" of gewoon het uitschakelen van de voeding, dit moet ook netjes gebeuren.

3e
Deze schakeling werkt buiten de "Output Enable" om, dus ze zijn in principe gescheiden van elkaar.
Met misschien een koppeling bij het uitschakelen, maar daar denk ik nog over na.

Hier eerst het eerst schema betreffende deze functie.

De twee regelaars in het schema (5V en 12V) zijn niet direct de gene die in het uiteindelijke schema komen,
maar zijn voor de duidelijkheid hier geplaatst, ik denk dat het helpt bij het beter begrijpen van de voorgestelde functie.

Kijk eerst rechts, daar zit voorlopig een OPTO getekend, de andere zijde van de opto trekt de stroom weg van de stroombron in de power sectie.
Dat is dan te zien doordat ook de rode LED oplicht.
Dit is de situatie bij inschakelen, de rode LED is aan en de OPTO trekt de stroom weg van de 2mA stroombron,
met als resultaat dat de Gate buffer geen spanning krijgt en er dan ook geen geen uitgansspanning is.

Nu gaan we naar de inschakelvertraging, deze bestaat uit de weerstand R2 van 330K en de condensator C1 van 47uF.
Hoelang duurt de vertraging nu? dat hangt dus af van de twee aangegeven componenten en de waarde van de Gatespanning van de BS170.
Volgens verschillende datasheets ligt de Gatedrempel rond de +2V en deze waarde heb ik maar even aangehouden.
Morgen ga ik een hand van deze componenten meten, zodat ik een goede indruk heb waar ik rekening mee moet houden bij de BS170.
Maar goed, 2V voor de Gate begint te geleiden, de stoom die gelevert moet worden is maar een paar mA dus we zitten direct aan het begin van waar de BS170 in actie komt.
Wat voor componenten waarde heb ik dan ongeveer nodig, voor zeg 3 Seconde vertraging bij Power On?
Daar ik voor bepaalde zaken lui ben gebruik ik graag alerlij calculatoren op het mooie Internet.

Als jullie klikken op de onderstaande link, dan kom je bij een online calculator uit die het wel heel makkelijk maakt.

http://www.bowdenshobbycircuits.info/rc.htm

Vul in het linker vakje de voedingspanning in waaruit de condensator wordt opgeladen door de weerstand, hier 12V.
In het tweede vakje de waarde van de weerstand die je gaat gebruiken, hier 330K.
In het derde vakje de condensator waarde, bij mij 47uF in dit voorbeeld.
Laat het "Time"vakje leeg.
En plaats in het "Instantaneous Voltage" de waarde van de Gate spanning.
Als je dan op "Calculate" klikt, geeft hij je de tijd voor de BS170 gaat geleiden.
De calculater werkt zo, dat je één wilekeurig vakje leeg laat en hij deze dan berekend voor je.

De tijd bij de door mij opgegeven waarde in het schema is rond de 3-Seconden.
Dit is hoger dan de berekende waarde en dat komt omdat er ook nog een weerstand R3 van 2M2 parallel aan de condensator staat.
Deze trekt de condensator echt leeg, het is een extra'tje, daar de 330K weerstand via de 12V lijn C1 al moet leegtrekken bij Powe Down.

Mooi, we komen boven de 2V op de Gate van Q2 en deze gaat geleiden, de drain wordt naar massa getrokken en hierdoor gaat de groene "OK" LED aan.
Doordat de de Drain nu bijna het massa potentiaal heeft, krijgt Q3 geen Gate spanning meer ook nu weer lager dan 2V,
de rode "Disable" LED gaat uit en ook de OPTO krijgt geen sturing meer en hieruit volgt dat de stroombron weer gewoon zijn werk kan doen en er uitgangsspanning verschijnt als de "Enable" functie aanstaat.

Zonder verandering in de 230V blijft deze schakeling in deze status.
Treed er nu een "Brown Out" op, of de 230V wordt uitgeschakeld dan gaat er het volgende gebeuren.

Kijk naar C2 die voorlopig 10uF is, de spanning over de buffer elco C7 begint te dalen, de 5V voeding blijft nog stabiel voor een korte tijd. (tot de drop out bereikt is)
Als de spanning 2V is ingezakt, wordt ook de Gate van Q1 2V "omhoog" geduuwd met als gevolg dan Q2 geen sturing meer krijgt en C1 via R5 snel wordt ontladen.
Nu treed ook de OPTO weer in werking en trekt de stroom van de stroombron weg en weg is de uitgangsspanning.

Nog wat aanvullende informatie over deze schakeling
Mijn ervaring met een iets andere schakeling opbouw is dat het zeer betrouwbaar werkt. (de orginele versie is met transistoren)
Waar het mij om gaat is dat jullie begrijpen hoe het werkt en je zal eventueel voor je eigen toepassing de timing moeten aanpassen.

Twee zeners heb ik nog niet besproken, en dat is met opset, deze maken de schakeling betrouwbaarder.
De eerste zener D1 van 4,7V dient er voor om de elco C1 niet op te laden tot een spanning ver boven dan dat wat nodig is voor een goede werking,
3V op de Gate is voor de BS170 voldoende voor de drainstroom van Q2 met nog eens 2V marge.
En 12V op de elco maakt het voor Q1 moeilijker. (duurt langer om te ontladen dan de hier voorgestelde 4,7V)

En dan de tweede zener D2 van 12V, dit is als eerste "reverse protecie" van de Gate van Q1 ook al is deze spanning volgens de datasheet 20V max.
Ik weet nog niet zeker welke spanning op de buffer elco komt te staan aan de ingang van de -5V regelaar.
De tweede beveiliging is dat de Gate ook niet boven de 12V kan komen, hier een hogere waarde gekozen om de Gate zo ver en snel mogelijk uit te sturen.

Dan hebben we nog het volgende, de OPTO kan alleen goed werken als er nog voldoende spannng op de 12V lijn aanwezig is...
Een oplossing hiervoor is een extra elco en een 1N4007 diode.
Vanaf de 12V lijn ga je dan met de 1N4007 diode naar zeg een extra 1000uF elco toe.
En dan knoop je R7 en r8 aan de plus van deze elco, dan is er lang genoeg voldoende energie om de OPTO te laten werken.

En een tweede optie is de bovenzijde van deze twee weerstanden direct uit de bufferelco te voeden die voor de +12V regelaar zit

Deze timingen zal ik dus nog verder moeten tunen, en ik kan altijd nog het ontladen van de buffer elcos C6 en C7 "bootstrappen"
Het is aan jullie wat ik daarmee bedoel.

Dank voor het lezen en.... Shoot @ IT!

Groet,
Bram

Kijk je schema even na Bram, C7, 7905 ! Er ontbreekt wat voor de neg voeding. Whiskey?

[Bericht gewijzigd door markce op zaterdag 19 augustus 2017 23:41:01 (28%)]

Hi markce,

Lekker dan...
Het schakelingetje had ik een beetje in elkaar gedrukt zodat het op CO nog enigzins leesbaar zou zijn zonder een klikbaar plaatje te maken.

En het resultaat is een ontploffende schakeling! *grin*
Morgen pas ik het schema even aan, mijn werkstation is al uitgeschakeld waar Splan op staat.

Dit type ik op mijn tabled.

Nog andere abberaties gevonden of onduidelijkheden?

Groet,
Bram

Ok, nog een rondje voor bij de koffie dan:

C2, R4, D2, Q1 gaat zo niet werken. R9 zou ik lager kiezen.

Hi markce,

Natuurlijk hoor ik graag van jou, waarom dit niet zou werken zoals ik beschreven heb...

Als ik weer thuis ben, pas ik het schem aan zodat de negatieve regelaar op de goede zijde van de brug komt.

Groet,
Bram.

De RC tijd C2R6 is te klein. Ik zou een factor 10 hoger kiezen. Je had al een voorbehoud op de keuze.

[Bericht gewijzigd door markce op zondag 20 augustus 2017 15:24:33 (23%)]

Hi markce,

Ik heb net even gezocht en een heel oude versie van deze schakeling gevonden.

Het eerst idee komt van een Sansui apparaat van eind 1970 of begin 1980.
Dit heb ik toen aangepast voor mijn toepassingen.
Dit is al niet meer de orginele versie, maar het basisprincipe is nog steeds gelijk.
Er wordt gekeken naar het inzakken van de negatieve buffer elco en deze inzakkende spanning brengt in deze schakeling via 10K en 1uF de BC550C in geleiding.

Deze trekt dan de condensator leeg die voor de inschakel vertaging diend, de 100uF die geladen wordt door de 390K bij het inschakelen.

Ook nu zie je op mijn krabbels verschillende configuraties die het transistor trapje kan aansturen, OPTO of een relais.

Uit de oude doos van Bram

Groet,
Bram

Hi,

Twee stukjes schema dat zijn aangepast laat ik hier zien.
We beginnen met het referentie deel, dit heb ik vanavond op een breadboard gezet en wat metingen aan gedaan.
De uitkomsten wat het low pass filter betreft kan ik denk ik morgen laten zien.

He -3dB punt komt rond de 1Hz te liggen en het ruisniveau kan ik bij 22KHz bandbreedte niet meten, dat zit aan de ruis/stoor vloer.
Maar morgen meer hierover, nu het aangepaste schema.

De eerste aanpassing is R12 van de uitgang van de 15V regelaar naar de ingang van de LT1021.
R12 en C3 vormen een lowpass filterzodat ruis uit de 15V regelaar of andere rommel niet makkelijk in de LT1021 kan komen.
Het kantelpunt van dit filter is 160Hz.

Ik heb het nog niet getest, maar er staat nu een condensator over de loper van P1.
Om deze condensator effectiever te maken kan ik nog een kleine serie weerstand met de loper opnemen.
Daarmee kom ik dan wel tegen de maximum waarde aan die LT specificeert voor de beste stabiliteit.

De JFet zit nu in het schema (2N4391) en deze is getest, de opamp uitgang bevind zich nu ongeveer 1V onder de uitgangspanning, dat is dus 19V.
Dus 24V voeding is nu ruim voldoende om deze schakeling te laten werken, deze missie is geslaagt!

Nog een aanpassing, door de schakelingopbouw is deze niet zo goed met het omgaan van varierende belastingen.
Nu is de belasting variatie niet echt groot, wel of niet de twee potmeters aansturen, dat is grofweg 50K belasting variatie.
Om de settle time nu wat korter te maken en minder overshoot van de 20V referentie spanning te krijgen,
heb ik een extra belasting weerstand aangebracht van 27K (R13).
De TEK DMM4050 die aan de testschakeling hangt knippert af en toe 1 digit op de 20V, poepie stabiel op een breadboard

Dan nu het tweede aangepaste schema, de Power-Sequencer

De ingang van de 7905 zit nu op het goede punt aangesloten, de - van de brugcel.
De waarden van een aantal componenten zijn aangepast, ondermeer de delay tijd is verlengt naar 5 seconde
(als de BS170 bij 2V gaat geleiden, is nog niet gemeten door mij)
Om er voor te zorgen dat zoveel mogelijk energie van C2 voor de gate van Q1 beschikbaar is, heb ik de Gate weerstand omhoog gebracht naar 1M.
Dit moet dan C1 voor een aantal korte hick-ups van de 230V achter elkaar leeg houden.

R9 is eigenlijk niet echt nodig, omdat de Drain van Q2 1 of 0 is.
Verlagen van de waarde zou de groene LED niet helemaal uit laten gaan, het is meer een weerstand voor de zekerheid, gaat er waarschijnlijk uit.
Dat was hem weer voor vandaag.

Groet,
Blackdog

Hoy Meiden!

Vanmiddag ben ik wezen meten aan het referentie filter circuit.
Dat had nog een beetje voeten in de aarde om dat goed te doen.

Hier een plaatje van de meetsetup.

Daar het kantelpunt er laag ligt, en het hierdoor erg moeilijk is om de AC respons te meten heb ik er voor gekozen
de condensatoren die het aangaat 1000x kleiner te maken en als ik dan de meetfrequentie 1000x hoger maak, kan ik toch goed meten, zo geschiedde.

Ik hou het kort door tijdgebrek, maar hieronder het resultaat, ik klaag niet!
Het is al weer terug geschaald naar de goede frequentie, 0,9Hz voor het -3dB punt d.m.v old school handwerk .

Toch nog even een toevoeging, om nu te kijken of de filtering stabiel is,
dus niet te veel abberaties heeft, heb ik ook nog even een blok signaal toegevoerd.
Bij deze meting met de 1000x kleinere condensator waarde is dit 100HZ maar in de realiteit zou dit 0,1HZ zijn.
Het is een bijna perfecte blok met een kleine opslingering, deze is ook te zien in mijn met de hand getekende grafiek.
Kijk daarvoor rond de 0,05H en 0,08HZ, hier zie je en kleine lift, de gain komt hier even boven de "0dB"
De oorzaak is de capaciteits waarde van de componenten rond de opamp.
In het artikel waar dit filter in beschreven wordt van Burr Brown wijzen ze hier al op.

Voor de liefhebbers
http://www.ti.com/lit/an/sbva002/sbva002.pdf

Als je alleen het opampfilter zou gebruiken, wordt deze lift wat groter.
Door mijn extra 1,6HZ low pass aan de ingang is de lift in ieder geval te verwaarlozen.
Ik heb de blauwe trace in beeld gebracht om te laten zien dat je op de boven of onderzijde van de blok deze lift ook kan zien.

Ik ben mij bewust als de goede condensator waarde in de schakeling zitten, dat vooral de elco niet zo mooi zal meten als de film condensator
bij de 1000x zo hoge frequentie metingen.
Dit is geen elkel probleem, er wordt hier ruis gefilters(random AC signaal) en geen precieze sinus signalen.
Waarom deze meting, ik wil gewoon zeker zijn dat de schakeling goed werkt

Groet,
Blackdog

[Bericht gewijzigd door blackdog op maandag 21 augustus 2017 19:20:34 (48%)]

Hi,

Tijdens het repareren van een harddisk even een plaatje geschoten en ik wil nog wat opmerkingen plaatsen.

Dit is de meetsetup, helemal links op het breadboard achter de blauwe film condensator zit de LT1021 10V, deze wordt voor deze meting niet gebruikt.

Het geheel wordt gevoed uit de twee HP/Harrison voedingen, de bovenste levert de 10V DC die moduleerbaar is.
Zie de BNC op het front die naar de Siglent functie generator gaat.
De onderste voeding (Schenking van Gertjan, nogmaals mijn dank) staat op 24V ingesteld en daar draait de opamp op.
Het rechter deel van het breadboard, wordt niet gebruikt, zeg maar vanaf het vertikale DIP8 IC.
De Fluke RMS meter geeft het signaal niveau aan, en hij staat op dB Relatief.
Rechts boven geeft de TEK DMM de DC uitgangsspanning aan, deze zit 1% boven de normale waarde, maa dit is voor deze meting niet belangrijk.
De onderste TEM DMM geeft de 400K aan van het weerstands netwerk voor de 350V voeding, dit heeft niets met deze meting te maken

Voor de gene die het verhaal niet helemaal gelezen heeft, ik wil een ruisarme hoogspanning voeding hebben voor diverse toepassingen.
Ja ik wil ook wat buizen test schaklingen maken, maar daar heb ik dat lage ruisgetal van deze voeding niet voor nodig.
Ik wil wat condensatoren en andere onderdelen kunen testen en kunnen meten wat hun ruis/lekgedrag is.
Daarvoor moet de voeding zo schoon mogelijk zijn.

Alle eigenschappen van de referentie schakeling worden bij de opbouw die ik gekozen heb 20x versterkt!
Ja ik had ook uit kunnen gaan van een 100V referentie, 150V opamps zijn namelijk redelijk goed te koop.
Maar dat brengt weer andere problemen met zich mee waar ik nu niet te veel op in wil gaan, misschien voor een andere versie

Zoals de metingen er nu uit zien, is er eigenlijk geen noemenswaardige ruis aanwezig op de uitgang van de 20V referentie schakeling.
Ik gaf gisteren al aan, dat ik de ruis niet kon meten met de Audio Precision Analyser omdat deze tegen mijn ruisvloer aanzit.
Nog een positief bericht voor vandaag, ik heb mijn stoorbron gevonden die mij al lang tergde, de geschakelde voeding van een van mijn telefoon setjes!!!
Mijn ruisvloer is weer mooi strak net onder de 1uV bij 22KHz bandbreedte.

Jullie hebben mij nog niet gehoord over spannings stabiliteit, en dan bedoel ik hoeveel de voeding drift.
Veel wat dat betreft hangt uiteindelijk af hoe ik mijn warmte huishouding doe in het kastje dat ik ga gebruiken (levering weer 2 weken uitgesteld...)
Dus hoe koeler ik het kan houden, des te beter de stabiliteit.
Ook hierbij geld, in ieder geval 40x de drift van de LT1021 (eerst 2x versterkt en de U-loop nog 20x)

Uiteindelijk wil ik het een stuk beter hebben dan de DELTA E 0300-0.1 en de HP 6209B voedingen, we zullen zien hoe ver ik kom

Opmerkingen, ik hoor ze graag!

Groet,
Blackdog

Hi,

Nu een kleine bijdrage betreffende het referentie circuit.
In het onderstaande schema zijn de spanningsregelaars uit het schema gehaald.
Het schema is nu voorzien van alle opmerkingen waarvan ik denk dat ze nuttig zijn voor het begrijpen van het schema.

Ik heb voor het voedingsdeel de waarde nodig van het verbruik op de voedings lijnen.
De te verwachte stromen staan nu bij verschillende onderdelen aangegeven.
Ik ben voor de opamps uitgegaan van de "typical" waarden in rust.
Nu speeld er in dit schema weinig af wat dynamisch is, dus dat was makeklijk.

De stroom in de Drain van Q1 is als de schakeling is "gesetteld", dus de 100uF C6 condensator is dan opgeladen.
Ik heb de weerstand over C6 nog iets lager gemaakt, nu loopt er 1mA door deze weerstand, dit maakt de spannings variatie
bij het omschakelen van RE1 nog wat kleiner.
De extra filtering die door R9 en R10 samen met C8 en C10 worden gedaan helpen ook mee dit effect zo klein meogelijk te maken.

Om de tweede LT1012 goed te laten werken, is voor deze opamp op pen-4 echt wat negatieve voeding nodig, dus daar komt -5V op te staan.
Voor de linker LT1012 is dit niet nodig zowel de ingangen als de uitgang zitten binnen het commonmode bereik van de opamp.

Het enige waar ik nog over nadenk is de 100uF van C6, als de +24V van de opamp voeding sneller zakt dan de spanning over
deze condensator, dan kan er een reverse spanning over de Fet komen.
Ook een beetje naar de ingangen, maar voor de -ingang zit daar een 20K weerstand die de stroom beperkt en C5 helpt ook een beetje hierbij.
Als ik uit ga van 20V op C6, dan is de spanning na 0,15Seconde gedaald tot +2V en R5 van 220Ω beperkt eventueel de reverse stroom.

Kijk ik nu naar de referentie uitgang van de LT1021 daar staat P1 van 10K overheen en R2 van 10K naar de +ingang van de eerste LT1012.
Is de +15V eerder weg dan het ontladen van C3 van 10V dan trekt in ieder geval P1 en R2 de condensator leeg in ongeveer 50mSec.
Kijken we andersom, de +24V is eerder weg dan de +15V voor de referentie dan beperkt R2 in ieder geval de stroom richting de +ingang van de eerste LT1012.
Waarbij ik nu denk een klein weerstadnjeop te nemen om de +ingang een klein beetje extra bescherming te geven.
In mijn datasheet heb ik niet kunen vinden welke waarde de eventueele serieweerstanden aan de ingangen van de LT1012 zijn.
Ik kan alleen de standaard waarde van 10mA als max stroom die "in of uit" de ingangen mag lopen.

Dus er zijn nog wat kleine zaken die eventueel getuned kunnen worden, nog even wat laten bezinken maar laat in ieder geval ook weten wat jullie denken.

En is het schema zo duidelijk genoeg?

Ondertussen ben ik bezig het voedingsdeel aan het berekenen, maar ik ben nog niet zover dat ik iets zinnigs kan laten zien.
Er is ook nog een grote verandering op komst betreffende het voedingsdeel, maar later meer hierover als de schema's wat meer structuur hebben.

Groet,
Bram